引言

永磁同步電機因具有效率高、結構緊湊、穩(wěn)定性及魯棒性好等優(yōu)點 ,在很多領域可以取代直流電機。永磁同步電機的控制系統(tǒng)需要精確的轉子位置來實現(xiàn)磁場矢量定向控制 ,現(xiàn)在大部分做法都是在電機上安裝編碼器來實時獲取轉子位置 。這些額外的傳感器增加了系統(tǒng)的成本 , 同時也降低了系統(tǒng)的可靠性 。所以 ,如何實現(xiàn)永磁同步電機的開環(huán)矢量控制 ,是這個領域的一個研究熱點。

傳統(tǒng)的永磁同步電機開環(huán)矢量控制分為兩類:基于反電動勢估算方法和高頻信號注入法 。高頻信號注入法包括旋轉高頻電壓信號注入法[l]和脈振高頻電壓信號注入法[2]。對于凸極特性較為明顯的PMSM ,可利用電機凸極對高頻電流的影響 ,采用旋轉高頻電壓信號注入法 ,得出轉子位置 ,進而計算速度信息 。而脈振高頻電壓信號注入法通常用于凸極性不明顯的PMSM , 由于永磁體磁通的影響 , 定子鐵芯在A軸處的繞組是飽和的 ,這種飽和使得面貼式永磁同步電機仍具有一 定的凸極性 。本文在詳細介紹脈振高頻電壓信號注入法原理的基礎上 ,通過仿真對其進行研究 ,并給出仿真結果。

1 脈振高頻電壓信號注入法

如果只考慮電壓和電流的高頻分量 , 以及電機電氣頻率與注入的高頻電壓信號頻率相比足夠小 , 高頻電壓信號頻率又遠小于PwM載波頻率 ,永磁同步電機就可以看作是一個簡單的阻感負載 , 電壓方程可表示如下:

式中,gdshr和gqshr分別為轉子定向的同步旋轉坐標系的dr軸和Ar 軸高頻電壓分量:idshr和iqshr分別為dr軸和Ar軸高頻電流分量::dhr 和:qhr分別為dr軸和Ar軸的高頻阻抗。

定義估計轉子速度坐標系d-A與實際轉子速度坐標系dr-Ar之間的夾角為A9r, 即轉子位置估計誤差角為:

其中r為估計的轉子位置 ,則在估計轉子速度坐標系d-A中有:

高頻電壓分量:idsh、iqsh分別為估計轉子速度坐標系中的d軸和g軸高頻電流分量。

估計轉子坐標系與實際轉子坐標系的關系如圖1所示。

在估計轉子速度坐標系的d軸注入高頻電壓信號為:

在估計轉子速度坐標系中 ,d 和g 軸上的高頻電流分量都與估計轉子位置的誤差Aor有關 ,并且當估計的轉子位置接近于真實的轉子位置時 ,g 軸上的高頻電流分量幾乎為零 , 因此可以考慮把g軸上的高頻電流分量進行相應處理以得到轉子位置估計器的輸入信號。再實施一定的調(diào)節(jié)策略 ,就可得到

轉子位置和轉速。

2 高頻電壓信號注入法的控制策略

由于高頻電阻相對于高頻感抗來說很小 ,可以忽略不計 ,g軸上的高頻電流分量可以寫為:

由式(5)可以看出 , 高頻電流iqsh不僅與Aor有關 ,而且與 cos業(yè)ht也有關。經(jīng)過如圖2的處理過程即可得到只與轉子估計誤差Aor有關的表達式 。 圖中 ,BPF為帶通濾波器 ,用于提取估

計轉子速度坐標系中g軸上的高頻電流iqsh:乘法器用于將輸入信號調(diào)制成高頻和低頻分量 ,其中低頻分量包含轉子估計誤差信息:低通濾波器LPF用于濾除輸入信號中的高頻分量 ,從而得到只與轉子估計誤差Aor有關的表達式。

3 仿真結果及分析

基于脈振高頻電壓注入法的無傳感器PMSM矢量控制的系統(tǒng)框圖如圖3所示 。通過控制g軸電流iqs來控制輸出的電磁轉矩 , 電流控制器和速度控制器均采用PI調(diào)節(jié)器。仿真中注入的高頻電壓頻率為1 500 Hz ,幅值為基波幅值的20% 。在轉子位置和速度估計器中所用到的帶通濾波器BPF采用有源二階濾波器 ,下限截止頻率為l480 Hz,上限截止頻率為1 520 Hz ,r帶寬為40 Hz 。用于提取iAo的低通濾波器LPF采用簡單的有源一 階濾波器 ,截止頻率為30 Hz。

圖4是PMSM空載啟動至1 500 r/min時轉子位置估算值r 和轉子位置估計誤差Aor的仿真波形 。從圖中可以看出 , 這種脈振高頻電壓信號注入法可實現(xiàn)PMSM開環(huán)矢量的運行 , 只是啟動時誤差較大:高速時轉子估計誤差會略有增大 ,但仍然在3o以內(nèi) ,可以正常運行。

4 結語

本文對基于脈振高頻信號注入法無速度傳感器的面貼式永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)進行了仿真研究 , 結果表明 , 這種方法能在全速范圍內(nèi)有效實現(xiàn)永磁同步電機無傳感器的運行。