引言

交流電子負載主要應用于各類交流電源的特性測試中,是電源等產(chǎn)品的設計調(diào)試與檢測過程中不可缺少的測試設備。傳統(tǒng)的交流電源測試設備是以消耗電能來模擬阻性、感性和容性等不同負載工作情況。而能饋型電子負載是將原來大量測試消耗的電能高效地回饋至電網(wǎng),實現(xiàn)了能量的循環(huán)再利用,具有節(jié)能、體積小、重量輕等優(yōu)點,具有廣闊的市場應用前景。

近年來,國內(nèi)外專家學者對電流閉環(huán)控制策略進行了卓有成效的研究。但仍存在易受干擾、延遲嚴重和動態(tài)響應速度慢等問題。本文提出了一種交流電子負載電流閉環(huán)控制策略,即以數(shù)字鎖相環(huán)-比例-準諧振(DPLL-oPR)作為無差調(diào)節(jié)控制器,以實現(xiàn)低成本、快速、準確、穩(wěn)定的控制效果。

1主電路拓撲

能饋型單相交流電子負載串聯(lián)在待測交流電源的輸出側和電網(wǎng)之間。一方面,對于待測電源,需能模擬不同大小的阻抗值和任意功率因數(shù)的阻性、容性或感性負載:另一方面,對于電網(wǎng),其被視為一臺分布式電源,能將待測電源提供的能量以單位功率因數(shù)的形式并入電網(wǎng),以實現(xiàn)能量的循環(huán)再利用。

本文電子負載主拓撲(圖1)采用基于雙H橋的AC/DC/AC變換電路,主要由前級負載模擬變換器和后級全橋逆變電路組成,如圖1所示。其中輸入側為負載模擬變換器,是采用四象限運行的PwM整流器,通過輸入電感連接至待測電源Ex,模擬不同負載特性,從待測電源Ex吸取交流功率。直流側支撐電容起到儲能和穩(wěn)定電壓的作用。輸出側并網(wǎng)逆變器電路采用全橋逆變電路,用于將直流電能逆變?yōu)榻涣麟娔?通過變壓器連接至電網(wǎng),并且以單位功率因數(shù)并網(wǎng),實現(xiàn)電能回饋。

2電子負載電流閉環(huán)控制策略

能饋型單相交流電子負載的輸入級為負載模擬變換器,采用交流電流閉環(huán)控制,以控制輸入電流和相角達到設定值。輸出級并網(wǎng)逆變器采用直流電壓外環(huán)、交流電流閉環(huán)的控制策略,保證功率平衡,將前級汲取的電能以單位功率因數(shù)并網(wǎng)。輸入側的交流電流波形以及電壓電流相角直接關系到模擬的負載特性是否接近真實負載,輸出側的電流畸變率、穩(wěn)定性以及并網(wǎng)功率因數(shù)的好壞會影響公共電網(wǎng)電能質(zhì)量。故交流電流環(huán)的控制無論在前級還是后級的設計中都舉足輕重,在整個系統(tǒng)中有著非常重要的地位。

為了提高系統(tǒng)的控制性能,本文采用了如下控制策略。鑒于篇幅有限,本文僅對前級負載模擬變換器輸入電流閉環(huán)控制的模型建立與控制策略進行分析。該交流電流閉環(huán)同樣適用于系統(tǒng)后級逆變器控制。

2.1電流閉環(huán)控制策略

本文所提出的控制方法是對輸入交流電流進行直接電流控制,系統(tǒng)響應速度快,可提高系統(tǒng)的性能指標。數(shù)字鎖相環(huán)-比例-準諧振(DPLL-oPR)電流閉環(huán)控制框圖如圖2所示。

前級負載模擬變換器通過用戶設定的阻抗值計算得到相應的電流給定幅值Is*,is為實際電感電流,即被控電流。輸出直流電壓Udc構成后級逆變器的電壓外環(huán)控制。DPLL實時跟蹤電壓相位,與給定阻抗角9ps疊加后,得到實際所需相角值,再通過正弦計算并與電流設定幅值相乘,得到電流指令信號(瞬時值),is*=Is*sin9in。經(jīng)過oPR控制器計算得到電感電壓指令值UL*,再與交流側電壓Uac和直流側電壓Udc經(jīng)過SPwM模塊調(diào)制計算得到H橋的控制信號。通過鎖相環(huán)DPLL-oPR控制器的實時跟蹤調(diào)節(jié),使得被控電流滿足系統(tǒng)所要求的幅值和相角關系。

2.2鎖相環(huán)控制環(huán)路設計

數(shù)字鎖相環(huán)控制環(huán)路由乘法鑒相器(PD)、環(huán)路控制器以及數(shù)字壓控振蕩器(vco)組成。輸入信號經(jīng)過環(huán)路的反饋控制,使得輸出信號的頻率和相位與輸入信號鎖定一致,不斷修正誤差直至達到穩(wěn)定,并具有一定的抗干擾性。數(shù)字鎖相環(huán)的控制結構如圖3所示。

乘法器與陷波濾波器組成了乘法鑒相器PD,對輸入電流的頻率及相位進行鎖定,其輸出值反映了輸入與輸出之間的相位差。與傳統(tǒng)鑒相器不同的是,在乘法器后加入陷波濾波器,以抑制諧波干擾,增強系統(tǒng)的魯棒性,也不影響計算速度和精度。環(huán)路控制器主要由PI控制器組成,實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)零相差的鎖相控制,同時通過PI參數(shù)的優(yōu)化調(diào)整,可以提高系統(tǒng)的動態(tài)性能,減少對被測電源以及電網(wǎng)的沖擊。壓控振蕩器模擬了實際硬件vco的特性,根據(jù)環(huán)路控制器的輸出產(chǎn)生對應相位的信號,vco中將系統(tǒng)額定頻率o0以前饋方式加入鎖相環(huán)中,有助于系統(tǒng)的快速穩(wěn)定,提高系統(tǒng)的跟蹤性能。

2.3比例-準諧振控制器設計

本文采用了一種比例-準諧振(0PR)控制器,其傳遞函數(shù)為:

式中,o0為基波角頻率:KP為比例增益系數(shù):KR為諧振增益系數(shù):oc為諧振控制器帶寬。

采用0PR控制器進行電流控制,對圖2中0PR環(huán)節(jié)進行系統(tǒng)建模得到s域傳遞函數(shù)框圖,如圖4所示。

為了對0PR控制器進行參數(shù)整定,對圖4進行合理簡化。合并小時間常數(shù)慣性環(huán)節(jié),并且忽略干擾量和前饋抑制量。由于實際濾波電感的等效電阻遠小于其電感值,故一并略去,得到簡化后的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為:

此時系統(tǒng)為高階傳遞函數(shù),有兩個參數(shù)需要整定。本文在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的情況下,根據(jù)根軌跡理論確定控制器參數(shù),選擇合適的Kp和KR值,同時優(yōu)化其動態(tài)性能。此時系統(tǒng)有4個極點,一個極點在接近零點處,主要由電感產(chǎn)生:一對極點為共輒極點,靠近零點,對系統(tǒng)的動態(tài)性能起到主導作用:另一個極點在遠離零點的虛軸上,對系統(tǒng)的影響非常有限。隨著Kp的增加,共輒極點開始遠離虛軸,接近實軸,系統(tǒng)的穩(wěn)定性變強。

KR與系統(tǒng)的諧振點的增益有關,諧振增益越高,系統(tǒng)的控制精度越高,響應速度越快。通過增加Kp值,可以減少超調(diào)量,增加其穩(wěn)定性。但是過大的KR會過度減小系統(tǒng)的阻尼性,增加超調(diào)量,不利于控制優(yōu)化。在保證系統(tǒng)的穩(wěn)定裕量和控制精度的前提下,綜合考慮KR、Kp的變化趨勢,本文選取KP:KR=1:35,最后計算得KP=2.67,KR=94.35,系統(tǒng)〈≈0.707。

3試驗樣機調(diào)試結果

本文自行設計和制作了一臺100vA的交流電子負載樣機,采用了DsP控制器TMs320F29069進行數(shù)字控制。試驗被測交流電源電壓為30v/50Hz。樣機參數(shù)為L1=1.54mH,直流母線電容Cdc=4700uF。設計開關頻率30kHz,H橋由4個功率管FDP3632組成。

3.1DPLL實驗結果

圖5給出了分別采用傳統(tǒng)過零比較法以及本文所述數(shù)字鎖相環(huán)的實驗波形。

對比圖5(a)和(c)可見,在輸入電壓(灰線)存在噪聲時,傳統(tǒng)的過零比較方式相位鑒定波形(黑線)在過零點存在躍變以及相位誤差。而DPLL鎖相波形(黑線)能準確跟蹤電壓的頻率相位,有效地避免了干擾,具有良好的抗干擾性。

圖5(b)和(d)是在被測電源電壓相同的條件下,分別采用傳統(tǒng)的過零比較方式和數(shù)字鎖相環(huán)方式的實驗波形,藍線為電子負載輸入端口電壓,紅線為被測電流?？梢詮膱D5(b)中看出,由于鑒相存在相位誤差,造成相位失鎖和波形抖動,從而造成電子負載輸入端口電壓及電流波形的進一步畸變。而從圖5(d)中看出,本文所述DPLL方式下電流不受輸入電壓干擾的影響,波形失真度小,具有良好的魯棒性。

3.2控制器計算相關算法耗時測試

以試驗用DsP28069為例,采用文獻實時計算128個點FFT耗時19.8us,采用本文DPLL耗時僅為4.1us,DPLL-oPR控制算法耗時僅用4.7us。由此可見本文提出的控制方法有效地減少了計算帶來的延時,實時性好。

4結語

本文詳細研究了應用于單相交流電子負載的電流閉環(huán)控制策略,提出了一種數(shù)字鎖相環(huán)-比例-準諧振(DPLL-oPR)控制方案及參數(shù)優(yōu)化設計方法,并研制了小功率樣機,進行了實驗驗證。實驗結果與理論分析表明:

(1)本文DPLL-oPR控制方法能準確跟蹤電壓的頻率和相位,輸入電流精度高,失真度小,穩(wěn)定性好,具有良好的穩(wěn)態(tài)及動態(tài)性能。

(2)該優(yōu)化設計方法能夠有效提高系統(tǒng)的實時性,降低了對控制器計算能力的要求。