此時，運放輸出端電壓基本控制在0.6—0.9V之間，即使TL061也可達(dá)到0.016%，OP07更可達(dá)到0.0001%。

如果將運放電源VCC與連接負(fù)載的電源VP分開，連接負(fù)載的電源VP為24V，電流源的輸出電壓便可達(dá)到20V以上。

可是，三極管的電流增益畢竟是有限的，即使是達(dá)林頓組態(tài)也不過1000，超beta管(通常用在雙極運放輸入端)最大也不過10000，IB總會出現(xiàn)，而且IB通過Rsample流入地，造成Vsample里出現(xiàn)誤差。誤差即1/電流增益。

NS有個電路避免了這個問題，使用JFET與NPN構(gòu)成一個無需電流驅(qū)動的達(dá)林頓組態(tài)。

 

 

圖13

然而小功率JFET或N MOS并不便宜，而功率N MOSFET并不貴，還可減少一種庫存，因此使用N MOSFET代替NPN即可。

 

 

圖14

MOSFET不需要穩(wěn)定的電流驅(qū)動，因此IG造成的Vsample誤差基本可以忽略，ID=IS，一個近乎完美的鏡像。

10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，選用100W的IRF530也是明智的，而且為擴(kuò)充輸出功率提供了潛力。

本次增加成本：

IRF530 1只 單價3.00元，合計3.00元

合計成本：6.20元

如何選擇合適的運放：

選擇運放依據(jù)需求，每一種運放都有適合的用途，而非通用。

電流源的需求：

1. Vin+=Vin-=Vsample，Vsample=300mV，任何恒溫正常工作狀態(tài)下，誤差源Vin+-Vin-應(yīng)小于Vsample的0.01%=30uV。

2. 溫度變化引起的VOS=Vin+-Vin-越小越好。精密儀器都會要求使用環(huán)境溫度范圍=25+/-10c==15-35C，因此在+/-10C范圍內(nèi)VOS變化應(yīng)小于Vsample的0.01%=30uV。

3. 穩(wěn)定電流輸出，不考慮脈沖性能，即可適當(dāng)放寬階躍響應(yīng)要求。

4. 低噪聲。

5. 價格越低越好。

這是工程上考慮問題的思路，范圍由寬至窄逐級選擇：

1. 之前的負(fù)載調(diào)整率的計算表明，Aopen越大，Vin+-Vin-越小，很高的Aopen是精密運放的典型特征，通常Aopen》120dB=1000000，可用的運放為：

OP07家族，包括OP07/27/37/177/A277/227。

常見的運放如LM358/324、TL061/071/081、LF356/357/347等均不屬于精密運放，暫不使用。

2. 精密運放的VOS通常很小，小于1mV，VOS/dT也很小，小于2uV/C，以O(shè)P07為例，VOS/dTmax=1.6uV/C，+/-10C變化+/-16uV，滿足需求。

一定會問：為什么不用VOS/dT典型值計算(即使LM324也很小)，而用最大值?

 

 

圖15

工程設(shè)計原則而言是冗余量，做工程必須留足冗余量，不留冗余量的通常是學(xué)校作品和新手作品，做工程不能賭博，要盡量考慮到最壞情況，冗余量恰好就是最大值。

理論上的解釋，VOS/dT的測量電路與實際應(yīng)用電路不同，因此典型值只能作為參考，而非標(biāo)準(zhǔn)。選擇運放時一定要看指標(biāo)的最寬泛范圍。實際上最大值也只能作為參考，但由于沒有其他電路形式的數(shù)據(jù)支持(事實上不可操作)，只能用最大值做計算依據(jù)。

OP07家族都沒有什么問題，高Aopen和低VOS、VOS/dT總是一起出現(xiàn)，就像電阻的高準(zhǔn)確度和低溫漂總是一起出現(xiàn)。

OP07家族的單運放還有一個額外的好處，可以調(diào)零。

3. 不考慮階躍響應(yīng)上升沿質(zhì)量時，無需運放在高頻率的增益很大，對于穩(wěn)定源，運放GBW大致1MHz上下即可。運放后面的IRF530也非高頻率器件，因此選擇GBW很大的運放很浪費，而且將來的頻率補(bǔ)償會相當(dāng)麻煩。當(dāng)然，如果要求電流源工作在脈沖狀態(tài)(很多半導(dǎo)體測量系統(tǒng)為避免發(fā)熱而必須采用的方式)，可相應(yīng)更換運放和MOSFET。

OP07家族里的OP27/37都是寬帶的，暫不考慮。(指標(biāo)過高，很好很好的運放，OP37簡直是曠世杰作)

OP07/177/OPA277都是1MHz左右的運放。

4. OP07家族噪聲足夠低。

5. 這個問題總是很棘手，但OP07很合適，物美價廉嘛。177也很好，不太貴，OPA277比較貴，但VOS/dT很低，留作備選。

還有一種精密運放例如icl7650，斬波穩(wěn)零，原文是chopper amp。

有一些噪聲，但不大，更好的chopper amp會通過采樣把低頻噪聲量化為高頻，很容易濾除。

Aopen很高》140dB，電源范圍略小，+/-8V，既然電流源架構(gòu)并不要求運放輸出動態(tài)，也可。

最主要的VOS/dT理論上為0，實際上是長期漂移，由開關(guān)長期的性能不一致性造成。

但這種運放一旦飽和，很難快速恢復(fù)，這是個重大缺點。而且很貴。

暫選OP07CP，運放總是有過多的選擇，眼花繚亂。所以多數(shù)設(shè)計者總會用最熟悉的型號，而不求新。

由于電流源里只有1個運放，因此零漂都由運放而來，正好是OP07調(diào)零電路最合適應(yīng)用的場合。

調(diào)零電路參見OP07 datasheet，需要做適當(dāng)改進(jìn)，將20k電位器拆分為9.1k+2k電位器+9.1k，提高調(diào)整精度。

 

 

圖16

本次增加成本

OP07CP 1只 單價1.20元，合計1.20元

9.1k Ohm電阻 2只 單價0.01元，合計0.02元

2k Bouns 10圈精密微調(diào)3296電位器 1只 單價2.00元，合計2.00元。

合計3.22元

合計成本：9.42元

如何解決振蕩問題：

相信還沒有人動手，最好已經(jīng)搭好了上面提到的電路。然而卻發(fā)現(xiàn)根本不能用，不是上來就振，就是電流一大就開始振。

一頭霧水，反饋看似是負(fù)反饋，而且用NPN就基本不會振，很奇怪，也很氣憤，因為沒有辦法，也沒有思路。

這是負(fù)反饋的固有問題，凡負(fù)反饋都有機(jī)會振蕩，只要相位出問題。

然而，還有一句話，凡負(fù)反饋的振蕩問題都可解決。先吃一顆定心丸。

解決振蕩問題就是剪裁頻率響應(yīng)曲線的過程。因此必須首先得到開環(huán)增益Aopen和反饋系數(shù)F的頻率響應(yīng)。

反饋系數(shù)F就是1，在波特圖上是0dB線。

開環(huán)增益Aopen麻煩一點，根據(jù)39樓電路，首先畫出小信號等效電路。

開環(huán)分為三部分：

1. 運放

2. MOSFET輸入

3. MOSFET輸出

 

 

圖17

這個電路的傳遞函數(shù)由于Cgs不接地并且與壓控電流源gmVgs耦合而不太好算，在學(xué)校帶畢設(shè)的時候曾經(jīng)讓一個學(xué)生推過一次，就是不知道二極管符號幾個三角的學(xué)生。他很嚴(yán)謹(jǐn)而且敬業(yè)，不僅推出來還檢查了三遍，交給學(xué)校培養(yǎng)真是浪費了。

傳遞函數(shù)算出來是一個一寸高兩寸寬的拉普拉斯變換，實在沒有時間再推一遍，不過如果忽略某些不太重要的量，由于Rsample很小，而與Cgs接地時差不太多。

 

 

圖18

運放之后的Ro是運放的輸出電阻，即運放輸出級的限流電阻，大致在200 Ohm左右?？梢杂梢韵路椒ù笾峦瞥觯?/p>

非規(guī)到軌運放臨界飽和輸出電壓為Vcc-4V，最大輸出電流20mA左右，限流電阻約200 Ohm左右。

Cgs比較復(fù)雜，按datasheet上的說明，Ciss=760pF@Vgs=0/VDS=25V，但VDS減小和Vgs增大會使Ciss增大到約1000pF。

 

 

圖19

同時圖中省略了跨導(dǎo)電容Crss，Crss可通過密勒定理等效在輸入和輸出端的小電容，很小而忽略。[!--empirenews.page--]

gm是個問題，雖然可以查到直流gm，大致為7@Id=8A/VDS=50V，但實際用在Id=100mA/VDS《20V，根據(jù)datasheet中的輸出特性曲線可以看到在飽和區(qū)gm隨Id減小而減小，與VDS關(guān)系不大，在可變電阻區(qū)，gm隨Id和VDS減小而明顯減小。gm在Id很小時大致在1-3左右。暫取2。

 

 

圖20

gm也有轉(zhuǎn)折頻率，最終產(chǎn)生fT，但這個參數(shù)很難得到，因為大多數(shù)功率MOSFET都是用在開關(guān)狀態(tài)，而且gmDC隨偏置變化很大，因此datasheet里通常不給出，但由導(dǎo)通時間，Ciss，Coss和Crss可大致推出gm的fT很高，除以gmDC即為轉(zhuǎn)折頻率，很高，大致在10MHz左右。已遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出OP07的可操作范圍，因此忽略，認(rèn)為gm是不隨頻率變化的水平直線。

也可看出為什么之前不用OP37的原因，因為gm的轉(zhuǎn)折頻率恰好在OP37的操作頻率范圍內(nèi)，從而造成頻率補(bǔ)償復(fù)雜度增加。

分析Aopen之一：運放的主極點

運放是多零極點系統(tǒng)，但一般都具有2個主極點，低頻主極點，靠近DC，高頻主極點，靠近GBW。圖為OP07的開環(huán)增益頻響曲線。

 

 

圖21

2個主極點中，高頻主極點通常不受重視，因為大多數(shù)運放的高頻主極點都在0dB線以下，即單位增益穩(wěn)定。反饋環(huán)路中只有1只運放時很少遇到增益小于1的情況。因此很多運放datasheet中高頻主極點都不標(biāo)出。

考慮運放與10倍理想增益級級聯(lián)(有時是必須的)，這個高頻主極點就會浮出水面，如果閉環(huán)增益為1，便會產(chǎn)生振蕩。

 

 

圖22

 

 

圖23

分析Aopen之二：MOSFET和Rsample

如前所述，MOSFET分為輸入和輸出兩部分，通過合理簡化，輸入的Cgs接地。

應(yīng)該感謝輸入輸出功率隔離的設(shè)計方法，不知是誰先造出了電子管，否則這部分分析會相當(dāng)復(fù)雜。

1. 輸入部分

輸入部分由Ro=200 Ohm和Cgs=1000pF構(gòu)成低通濾波器，并產(chǎn)生一個極點po。低頻增益為0dB，產(chǎn)生轉(zhuǎn)折頻率的極點po位于約800kHz。正好落在OP07 0dB以上的頻帶范圍內(nèi)，因此推測與振蕩有關(guān)。

 

 

圖24

2. 輸出部分

MOSFET的電流Id=gmVgs流經(jīng)Rsample產(chǎn)生電壓gmVgsRsample，因此增益為gmRsample。由于gm的轉(zhuǎn)折頻率很高，Rsample在低頻下為理想電阻，因此gmRsample的頻率響應(yīng)為平行于0dB線的直線。

電流源輸出電流很小時，gm接近于0，因此gmRsample位于0dB線以下很低的位置。輸出電流增大造成gm增大，gmRsample不斷上移，直至最大電流時，gm=2s，Rsample=3 Ohm，gmRsample=6，移至0dB線以上。

 

 

圖25

兩部分級聯(lián)后，增益相乘，波特圖上增益相加，如下圖：

 

 

圖26

此時如果gmRsample》1，極點po在0dB線之上，反之則在0dB線之下。

一旦po高于0dB線，而1/F=1(0dB)且運放自身Aopen在此頻率附近有-20dB/DEC的斜率，則po之后斜率將達(dá)到-40dB/DEC，可能產(chǎn)生振蕩。

因此推論振蕩的產(chǎn)生應(yīng)與Ro、Cgs、gm和Rsample均相關(guān)。

分析Aopen之三：為何振蕩

將運放、MOSFET和Rsample構(gòu)成的傳遞函數(shù)級聯(lián)，得到下圖的完整開環(huán)增益Aopen：

 

 

圖27

Aopen具有3個主極點，分別為：

1. 運放低頻主極點pL

2. MOSFET輸入電容造成的極點po

3. 運放高頻主極點pH

gmRsample《1時，po在0dB線之下，系統(tǒng)穩(wěn)定。

gmRsample》1時，po在0dB線之上，系統(tǒng)振蕩。

gmRsample=1時，po=0dB，系統(tǒng)處于臨界狀態(tài)。

此問題的原因說來簡單：

gm與電流Id息息相關(guān)，gm隨Id的增大而增大，因此gmRsample

可能由《1變化至》1，使極點po位于0dB線之上，1/F=0dB線與

Aopen的交點處斜率差為40dB/DEC，因此系統(tǒng)振蕩。

當(dāng)然，可通過降低Rsample避免振蕩，然而這不是治本的方法，而且會引起成本、噪聲等一系列問題。

處理振蕩時的一個基本原則，盡量首先剪裁Aopen，而后才是1/F。改變1/F可能造成系統(tǒng)瞬態(tài)性能的變化。

頻率補(bǔ)償是雙刃劍，可能造成系統(tǒng)性能下降，過分的單一補(bǔ)償會造成大量問題。因此應(yīng)盡量使用多種補(bǔ)償方法，而且每種補(bǔ)償適可而止。

本次將采用三種補(bǔ)償方法，分別解決三種問題：

1. 加速補(bǔ)償

2. 噪聲增益補(bǔ)償

3. 高頻積分補(bǔ)償

由于篇幅的原因，第一部分就先說到這里，接下來我會談到加速補(bǔ)償，校正Aopen的問題，敬請留意。