摘要：分析了SPWM逆變電源中直流偏磁產(chǎn)生的原因，對目前所采用的抗偏磁方法進(jìn)行了比較，提出了以各橋臂中點(diǎn)電壓作為反饋來抑制直流偏磁的新方法?？蛇m用于單、三相逆變電源抗偏磁設(shè)計(jì)。

關(guān)鍵詞：正弦波脈寬調(diào)逆變器；偏磁；抑制

1    引言

    在SPWM開關(guān)型變換器中，主變壓器的偏磁可以說是一種通病。只是在各種應(yīng)用場合中，表現(xiàn)的程度不同而已。偏磁的后果是十分嚴(yán)重的，輕則會使變壓器和功率半導(dǎo)體模塊的功耗增加，溫升加劇，變壓器的機(jī)械噪聲增大（當(dāng)開關(guān)頻率或調(diào)制頻率在聽覺范圍內(nèi)時(shí)），嚴(yán)重時(shí)還會損壞功率器件，使逆變器不能正常工作。因此，抗偏磁是開關(guān)型逆變電源的的關(guān)鍵問題之一。

    本文在比較分析了PWM和SPWM變壓器鐵心的不同磁化過程的基礎(chǔ)上，提出了SPWM型逆變電源抑制變壓器偏磁的新方法，即以逆變橋各橋臂中點(diǎn)電壓作為反饋來抑制直流偏磁。并已成功應(yīng)用在400Hz單、三相系列變頻電源中，驗(yàn)證了該方法的實(shí)用性和可靠性。

2    變壓器鐵心的磁化過程及抑制偏磁方法比較

    開關(guān)型逆變電源主變壓器鐵心的電磁過程與普通變壓器一樣均滿足電磁感應(yīng)定律，為方便分析可認(rèn)為繞組電阻，漏感，變壓器分布電容等都等于零。這樣，加到變壓器初級繞組的電壓u₁和繞組感應(yīng)電勢相平衡。因此，

    u₁=N₁=N₁Sk_T    （1）

式中：B為鐵心的磁感應(yīng)強(qiáng)度；

      S為鐵心截面積；

      N₁為初級繞組匝數(shù)；

      k_T為鐵心面積的有效系數(shù)；

      φ為變壓器主磁通。

    由式（1）可得磁感應(yīng)強(qiáng)度

    B(t)=u₁dt＋B_r    （2）

式中：B_r為t=0時(shí)鐵心中的磁感應(yīng)強(qiáng)度。

    為分析方便將式（2）寫為增量形式并考慮到在PWM和SPWM型逆變器中，u₁為幅值恒定的脈沖量，因而磁感應(yīng)增量變成

    ΔB(t)=    （3）

    從而磁感應(yīng)增量ΔB(t)成為時(shí)間的線性函數(shù)。對于全橋PWM型逆變電路，正常情況下，變壓器正、反方向的方波“伏－秒”面積相等，鐵心的磁感應(yīng)強(qiáng)度與方波脈寬成正比，變化如圖1(a)所示，且磁化曲線對原點(diǎn)對稱。而SPWM型逆變電路中各個脈沖的寬度不一樣，而且隨載波比的變化而變化，ΔB(t)的大小與SPWM脈沖寬度成正比關(guān)系，其電壓波形和鐵心中的磁感應(yīng)強(qiáng)度的波形如圖1(b)所示。此時(shí)，磁化曲線在一基波周期對原點(diǎn)對稱。

(a)    PWM型 變 壓 器 鐵 心 磁 感 應(yīng) 強(qiáng) 度

(b)    SPWM型 變 壓 器 鐵 心 磁 感 應(yīng) 強(qiáng) 度

圖1    變 壓 器 原 邊 電 壓 及 磁 感 應(yīng) 強(qiáng) 度

    當(dāng)變壓器原邊含有直流成分時(shí)，PWM型變換電路的正、反方向的方波“伏－秒”面積不再相等，磁通將向某一方向逐漸增加，最終導(dǎo)致變壓器鐵心磁感應(yīng)強(qiáng)度超過飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度而飽和，磁化曲線將不再對原點(diǎn)對稱。在SPWM型變換電路中，當(dāng)含有直流成分時(shí)，將在變壓器鐵心中產(chǎn)生恒定的磁鏈。從而使得變壓器磁通在基波周期將不再是正、反方向相同的正弦波，其范圍將由正常時(shí)的±Δφ_1m變?yōu)椋?Delta;φ_1m＋φ_d～＋Δφ_1m＋φ_d，變壓器磁感應(yīng)強(qiáng)度變動范圍也由正常時(shí)的－B_1m～＋B_1m變?yōu)?i>B_d－B_1m～B_d＋B_1m，磁化曲線也將不再對原點(diǎn)對稱，導(dǎo)致半導(dǎo)體開關(guān)管損壞^[5]。

    不少科技工作者根據(jù)自己的工程實(shí)踐，提出了一些減小偏磁的辦法，并取得了較好的效果^[1]～[5]。其中有些辦法僅適用PWM型直流變換器^[1]～[3]，可以采用校正每個開關(guān)周期的脈寬來消除偏磁，不存在對輸出波形的影響。而SPWM正弦波逆變器的每個開關(guān)周期脈寬本來就不相同，采用此方法會導(dǎo)致嚴(yán)重地偏離SPWM模式，產(chǎn)生調(diào)制失真，最終使輸出波形發(fā)生畸變。對于SPWM正弦波逆變器，文獻(xiàn)[4]采用電子開關(guān)來模擬同一橋臂上下兩開關(guān)管，此方法未考慮到功率開關(guān)管的離散性問題；文獻(xiàn)[5]在主變壓器初級串入一個采樣變壓器，要求該變壓器和主變壓器的工作特性完全一致，如實(shí)反映主變壓器的工作狀態(tài)。由于材料、器件等諸多因素的離散性，實(shí)際中可能存在一定困難。同時(shí)，在上述方法中，有的還要用到電流傳感器，采樣保持器等價(jià)格較高的元器件，這對于成本較敏感的電力變換裝置將產(chǎn)生不利影響。而且，對于三相逆變器將使控制電路變得異常復(fù)雜。因此，對于正弦波逆變器，尋求一種簡單，有效，單、三相逆變器均適用的抗偏磁方法是很有意義的。

3    正弦波逆變器抑制偏磁的新方法

    概括地說，逆變橋SPWM波正負(fù)脈沖不對稱是引發(fā)偏磁的根本原因。造成SPWM波正負(fù)脈沖不對稱具體原因有：

    1）功率半導(dǎo)體模塊（IGBT）開關(guān)速度的差異（器件的離散性或非一致性）；

    2）功率半導(dǎo)體器件（IGBT）通態(tài)壓降的差異（同上）；

    3）各種信號傳輸延遲的不同。 [!--empirenews.page--]

    除此之外，如果電路設(shè)計(jì)不當(dāng)，工藝欠妥也會產(chǎn)生偏磁。綜上所述，無論SPWM控制信號采用何種方式[正弦波與三角波比較，單片機(jī)，還是專用集成電路（ASIC）]產(chǎn)生，偏磁總是存在的，只是程度有所不同。欲使變壓器工作在理想（或合理）的狀態(tài)，比較好的辦法是使變壓器的磁化曲線正、負(fù)方向?qū)υc(diǎn)O對稱。對于SPWM工作模式的變頻電源，如果逆變橋中點(diǎn)輸出的SPWM脈沖波（濾波之前）所代表的輸出正弦波的正負(fù)面積相等，則表明輸出波形中不含直流成分，即直流成分為零，變壓器沒有偏磁；反之，若正負(fù)面積不等，直流成分則不為零。變壓器一次側(cè)直流電壓的存在是造成正、反方向的伏秒面積不等而引發(fā)偏磁的根本原因。如何檢測出直流電壓并通過適當(dāng)?shù)碾娐愤M(jìn)行校正是抑制偏磁的技術(shù)關(guān)鍵。

3．1    偏磁消除原理

    正弦波全橋逆變電路主電路如圖2所示，兩橋臂中相交叉對應(yīng)開關(guān)（S₁，S₄）和（S₂，S₃）分別組成兩個開關(guān)組。逆變橋開關(guān)管的驅(qū)動信號為正弦波與三角波比較而得的SPWM驅(qū)動脈沖，所以，逆變橋一橋臂與0點(diǎn)的電壓u_AO可表示為一直流分量U_ad和基波分量以及一系列諧波分量之和；同理，逆變橋另一橋臂與0點(diǎn)的電壓u_B0可表示一直流分量為U_bd和基波分量以及一系列諧波分量之和?？傻米儔浩饕淮蝹?cè)直流電壓U_AB=U_ad－U_bd，當(dāng)U_ad=U_bd時(shí)，U_AB=0。這種巧合是很難發(fā)生的，即便是通過控制使其差值為零，對于三相逆變器，很難滿足其他相的差值也為零。如果通過分別校正每一橋臂的輸出電壓u_A0，u_B0，u_C0，使其各自的直流成分均為零，即使每相中U_ad、U_bd、U_cd為零。那么，輸出變壓器一次側(cè)繞組中的直流成分也就消除了。這就是單、三相正弦波逆變器消除偏磁的統(tǒng)一方法。

圖2    全 橋 逆 變 主 電 路 原 理 圖

3．2    控制框圖

    圖3為SPWM正弦波逆變器中一個橋臂的抗偏磁電路的控制框圖。I是逆變橋，0為直流中點(diǎn)，R_p為調(diào)節(jié)中點(diǎn)之用。II為低通濾波器，用于檢測高壓SPWM脈沖序列中的直流分量U_xd(x=1，2，3)。U_xd送到PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行誤差放大，其輸出信號u_c作為脈寬調(diào)制器（PWM）的控制信號，使其輸出的脈寬跟蹤U_xd的變化。由此得到的平均值u₀去校正控制電路的參考正弦，使其對橫軸對稱。如逆變橋臂的輸出正弦波向上偏，通過調(diào)節(jié)校正，使其向下偏。使各橋臂中點(diǎn)的U_xd為零，從而達(dá)到消除偏磁的目的。整個過程是閉環(huán)動態(tài)實(shí)現(xiàn)的。

圖3    偏 磁 抑 制 電 路 的 控 制 框 圖

3．3    電路實(shí)現(xiàn)

    抑制偏磁的硬件實(shí)現(xiàn)如圖4所示。低通濾波器II，采用了RC無源低通濾波器實(shí)現(xiàn)，其中時(shí)間常數(shù)τ=RC。因?yàn)槭菍χ绷髦悬c(diǎn)0濾波，應(yīng)選擇耐壓大于400V，CBB類電容即可。核心電路III，IV可用一片雙端輸出PWM控制IC（例如TL494，SG3535，SG3524等）構(gòu)成推挽式結(jié)構(gòu)。脈沖變壓器T用來隔離和獲得需要的電壓增益。u₀是可調(diào)的，u₀的不同，a點(diǎn)的電位也就不同，送到加法器的電壓也就不同。如無偏磁，則u₀=0，u₀始終在零附近動態(tài)地閉環(huán)調(diào)節(jié)。

圖 4    偏 磁 校 正 電 路  [!--empirenews.page--]

    三相電路應(yīng)用方法與單相全橋完全相同，只是使用了3片集成芯片和3只小脈沖變壓器（Φ26，2K磁罐作磁芯）。在實(shí)際應(yīng)用中將三路控制電路制作在一小塊印制電路板上（但要相互隔離 ） 。 如 是 單 相 正 弦 波 逆 變 電 源 ， 僅 裝 兩 路 即 可 ， 具 有 較 好 的 通 用 性 。

    圖5比 較 了 在400 Hz正 弦 波 逆 變 電 源 中 ， 運(yùn) 用 抗 偏 磁 電 路 和 不 運(yùn) 用 抗 偏 磁 電 路 的 電 源 輸 出 電 壓 波 形 。 該 波 形 由Tektronix公 司 的TDS201示 波 器 采 樣 獲 得 。 從 圖5（a） 可 以 看 出 ， 變 壓 器 出 現(xiàn) 了 偏 磁 導(dǎo) 致 波 形 發(fā) 生 了 畸 變 ， 圖5（b） 為 同 樣 主 電 路 裝 上 抗 偏 磁 電 路 后 的 電 壓 輸 出 波 形 ， 波 形 呈 正 弦 波 ，THD< 3％ 。

（a)    無抗偏磁電路電源輸出電壓

（b)    有抗偏磁電路電源輸出電壓

圖5    抗偏磁電路對電源輸出電壓比較

縱軸：50V/格，橫軸：500μs/格

4    結(jié)語

    通過對逆變橋每一橋臂中點(diǎn)直流電壓分量進(jìn)行檢測，相應(yīng)地在正弦信號中加入一自動可調(diào)的直流調(diào)整量，從而有效地解決了逆變電源直流偏磁問題。該方法不僅可用于單相全橋逆變電源，也可用于三相逆變電源，避免了三相電源耦合對偏磁的影響，不論是何種原因引發(fā)的偏磁（控制電路或主電路），均可有效地進(jìn)行校正，是一種較為實(shí)用的消除偏磁的新方法。該方法從20世紀(jì)90年代初期設(shè)計(jì)成功之后，相繼用于KZD，TAC，ATO，ATT等系列產(chǎn)品中，功率等級從2kVA到100kVA的單、三相400Hz正弦波逆變電源中。使變壓器的溫升降低約20℃，總諧波含量降低了3～4個百分點(diǎn)（THD<3％），較好地改善了裝置的電特性。長期使用表明，該方法具有電路簡單，效果好，成本低，可靠性高等諸多優(yōu)點(diǎn)，可以產(chǎn)生較好的經(jīng)濟(jì)效益。