摘要：詳細(xì)分析了一種新穎的具有較強(qiáng)工程實(shí)用價(jià)值的無(wú)源無(wú)損緩沖電路的工作過(guò)程，并給出了其設(shè)計(jì)方法。一臺(tái)400V輸入，110V/10A輸出的帶有該電路的Buck變換器驗(yàn)證了無(wú)源無(wú)損緩沖電路的分析和工程設(shè)計(jì)。

    關(guān)鍵詞：緩沖電路；無(wú)源；無(wú)損；諧振

1 概述

在各種形式的開(kāi)關(guān)變流器中，為了減小功率管的電流、電壓及熱應(yīng)力，降低損耗，提高變流器效率，減小電磁干擾，提高開(kāi)關(guān)頻率和增加變流器功率密度，廣泛采用了軟開(kāi)關(guān)技術(shù)。作為軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的一種，無(wú)源無(wú)損緩沖電路通過(guò)在主電路中附加電容、電感及二極管等無(wú)源元器件，使主開(kāi)關(guān)具有零電壓、零電流開(kāi)關(guān)條件，并且由于能將緩沖電路上的儲(chǔ)能全部傳遞給負(fù)載，從理論上講緩沖電路是沒(méi)有損耗的，這也有利于提高變換器的效率。

    圖1中所示的是一種新穎的無(wú)源無(wú)損緩沖電路拓?fù)洌煞謩e應(yīng)用于Buck電路和Boost電路，特別是在高開(kāi)關(guān)頻率和中大功率場(chǎng)合。該緩沖電路能使主開(kāi)關(guān)S在零電流開(kāi)通（ZCON）和零電壓關(guān)斷（ZVOFF）條件下工作，極大降低了開(kāi)關(guān)管在這種同時(shí)處于高電壓和大電流換流條件下的電路中所承受的應(yīng)力，而且還能有效地抑制主二極管D的反向恢復(fù)電流。這種緩沖電路拓?fù)湎鄬?duì)簡(jiǎn)單，使用的元器件數(shù)目較少，具有較強(qiáng)的工程實(shí)用價(jià)值。2無(wú)源無(wú)損緩沖電路工作過(guò)程分析以Buck電路為例，圖2和圖3分別描繪了該無(wú)源無(wú)損緩沖電路各階段的工作過(guò)程與相應(yīng)波形。

圖2

    階段1〔t0，t1〕——零電流開(kāi)通t0時(shí)刻S導(dǎo)通，由于緩沖電感Lr的存在，開(kāi)關(guān)管中的電流緩慢上升，S獲得了零電流開(kāi)通（ZCON）條件。該階段中，輸入電壓直接施加在Lr上，其電流線性下降，因此S中的電流線性上升。另一方面，階段1也是D進(jìn)行反向恢復(fù)的過(guò)程。由于Lr的存在，極大抑制了D的反向恢復(fù)電流，并使反向恢復(fù)過(guò)程中的電壓尖峰大大削弱。在分析中不考慮反向恢復(fù)過(guò)程，t1時(shí)刻當(dāng)Lr中的電流下降到零時(shí)D截止，階段2開(kāi)始。

    階段2〔t1，t2〕——Cr復(fù)位t1時(shí)刻Cr上電壓為Vin，Cs上電壓為0，通過(guò)Lr的電流為0。在由S，Lr，Cs，Ds2，Cr構(gòu)成的諧振回路中，Cr中的電荷將通過(guò)Cs和Lr釋放掉，Cs上電壓開(kāi)始上升，D開(kāi)始承受反向壓降，其變化規(guī)律滿足式（1），即

vD=Vin－vCr＋vCs    （1）

t2時(shí)刻Cr上的電壓降為0，為S的零電壓關(guān)斷（ZVOFF）創(chuàng)造條件，這時(shí)通過(guò)S的電流達(dá)到最大值，即

同時(shí)Lr上的電流也達(dá)到反向最大值。

階段3〔t2，t3〕——Lr復(fù)位t2時(shí)刻當(dāng)Cr上的電壓降為0后，Ds1導(dǎo)通，此時(shí)Lr上的電流最大。Lr和Cs通過(guò)Ds1及Ds2構(gòu)成諧振回路，存貯在Lr中的能量通過(guò)諧振釋放到Cs中，Cs上的電壓繼續(xù)上升。由于Lr僅同Cs進(jìn)行諧振，因此階段3的持續(xù)時(shí)間要長(zhǎng)于階段2。t3時(shí)刻當(dāng)Lr中電流降為0，Ds1及Ds2截止，諧振過(guò)程結(jié)束。Cs上的電壓達(dá)到最大值，即

在此階段中，D所承受反向電壓的變化規(guī)律為

vD=Vin＋vCs    （4）

階段4〔t3，t4〕緩沖電路停止工作，電路進(jìn)入正常的PWM開(kāi)通階段。與普通硬開(kāi)關(guān)PWMBuck電路導(dǎo)通階段不同的是，由于在本階段開(kāi)始時(shí)D承受的反向電壓達(dá)到峰值并大于輸入電壓Vin，這并不是一個(gè)穩(wěn)定的狀態(tài)，這部分多余的能量將通過(guò)D的結(jié)電容與Lr經(jīng)Vin構(gòu)成諧振回路而釋放掉，vD振蕩下降，到t4時(shí)刻穩(wěn)定在輸入電壓Vin。

階段5〔t4，t5〕——零電壓關(guān)斷t4時(shí)刻vgs=0，由于Cr的存在，S獲得了零電壓關(guān)斷（ZVOFF）。S關(guān)斷后，電流I全部轉(zhuǎn)移到Cr中，其端電壓迅速上升。t5時(shí)刻當(dāng)其電壓上升到（Vin－vCs?peak）時(shí)，本階段結(jié)束，階段6開(kāi)始。

階段6〔t5，t6〕t5時(shí)刻Ds3導(dǎo)通，Cs開(kāi)始放電，通過(guò)Lr的電流逐漸增大。同時(shí)Cr繼續(xù)充電。為了在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中使S獲得零電流開(kāi)通條件，Cr的端電壓必須在本階段中達(dá)到輸入電壓Vin，為此需要滿足式（5），即

若式（5）中的I=Imin，則式（5）轉(zhuǎn)換為

(Imax/Imin)<kc    （6）

t6時(shí)刻當(dāng)vCr等于Vin時(shí)，Ds2導(dǎo)通，本階段結(jié)束，階段7開(kāi)始。

階段7〔t6，t7〕本階段中，Cs繼續(xù)放電，使通過(guò)Lr中的電流繼續(xù)增大。同樣，為了在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中使S獲得零電流開(kāi)通條件，通過(guò)Lr的電流必須在本階段中達(dá)到I，這需要滿足式（7），即

t7時(shí)刻當(dāng)緩沖電感電流iLr達(dá)到I時(shí)，Ds1及Ds2截止，本階段結(jié)束。

階段8〔t7，t8〕本階段中，通過(guò)Lr的電流iLr恒為I，Cs繼續(xù)放電，其端電壓線性下降。t8時(shí)刻當(dāng)vCs降為0時(shí)，Ds3截止，D導(dǎo)通，本階段結(jié)束。

階段9〔t8，t0〕緩沖電路停止工作，電路進(jìn)入正常的PWM關(guān)斷階段，直到S下一次開(kāi)通。

設(shè)ωr=，Zr=，則S導(dǎo)通過(guò)程中緩沖電路工作時(shí)間ton=t3－t0，即

3 無(wú)源無(wú)損緩沖電路參數(shù)設(shè)計(jì)

緩沖電路的參數(shù)設(shè)計(jì)思路及過(guò)程如下。

當(dāng)S在硬開(kāi)關(guān)條件下開(kāi)通時(shí)，由于D的反向恢復(fù)過(guò)程造成較大的電流和電壓過(guò)沖，使得S的損耗大大增加。加入緩沖電路后，因Lr的存在使得通過(guò)S的電流在開(kāi)通時(shí)緩慢上升，另一方面，開(kāi)通過(guò)程中其漏源電壓也不再被嵌在Vin，從而能降低損耗。假設(shè)S漏源電壓在時(shí)間ton內(nèi)線性下降到0，則開(kāi)通損耗可以用式（10）表示，即

S關(guān)斷時(shí)，對(duì)于MOSFET而言，由于Cr的存在使相當(dāng)一部分電流從緩沖電容Cr中流過(guò)，即

is=I－Cr(dvds/dt)    （11）

有效降低了關(guān)斷損耗。由米勒效應(yīng)可知

dvds/dt=ig/Cdg    （12）

式中：ig=(Vt+I/gfs)/Rg；

Cdg為米勒電容；

Vt為MOSFET開(kāi)啟閾值電壓；

gfs為跨導(dǎo)；

Rg為柵極驅(qū)動(dòng)電阻。

因此，MOSFET關(guān)斷損耗可以用式（13）估算，即

Woff=(ICdg/ig-Cr)Vin/2－Wcd    （13）

式中：Cr<ICdg/ig-2Wcd/Vin，否則Woff=0；

Wcd是漏源寄生電容中存儲(chǔ)的能量。

忽略漏源寄生電容中存儲(chǔ)的能量Wcd，加入該無(wú)源無(wú)損緩沖電路后主開(kāi)關(guān)MOS管的損耗即可按式（14）估算，即

因此，從減小MOSFET開(kāi)關(guān)損耗的角度考慮，緩沖電容Cr可以取得最優(yōu)值，即

Cropt=(ICdg/ig)=(IRgCdg/Vdrive)    （15）

式中：Vdrive為驅(qū)動(dòng)電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)高電平值。

據(jù)式（14），緩沖電感Lr增大，MOS管的開(kāi)關(guān)損耗變??；另一方面，由式（8）和式（9）可知，在其它條件不變的情況下，Lr越大，緩沖電路在MOS管開(kāi)通和關(guān)斷過(guò)程中工作的時(shí)間ton與toff就越長(zhǎng)，為保證電路正常工作，須滿足

ton≤DminTs，toff≤(1－Dmax)Ts    (16)

因此，緩沖電感Lr的取值應(yīng)在保證適當(dāng)?shù)膖on及toff的條件下盡可能的大，以降低S損耗。式（8）中當(dāng)I=Imax時(shí)ton最大，式（9）中當(dāng)I=Imin時(shí)toff最大，即為緩沖電路工作時(shí)間的最差情況，在該條件下將式（8）及式（9）代入式（16），可求得諧振角頻率ωr的最大值，記為ωrm。于是，可知緩沖電感Lr的最優(yōu)值Lropt為

Lropt=1/wrmCropt    (17)

式中：ωrm為ωr的最大值；

Cropt為Cr的最優(yōu)值。

綜上所述，該無(wú)源無(wú)損緩沖電路的參數(shù)可以按照下面的步驟進(jìn)行設(shè)計(jì)。

1）設(shè)Zr=，式（7）得以滿足，這是為了在階段7中使Lr中的電流能恢復(fù)到I，以保證S在下一次開(kāi)通過(guò)程中獲得零電流開(kāi)通條件。

2）可取x=Cr/Cs=0.05，x的取值須滿足式（6），x<kc=4.5，同樣是為了保證S的ZCON條件。較小的x值使得該條件更容易滿足。另一方面，由式（3）及式（4）可知，較小的x值還有利于降低D的電壓應(yīng)力。

3）按照前述的方法求出滿足ton≤DminTs，toff≤(1－Dmax)Ts條件的最大的ωr值ωrm。

4）按照式（18）、式（19）和式（20）計(jì)算經(jīng)過(guò)優(yōu)化后的Cr，Cs和Lr參數(shù)，即

Cropt=IRgCdg/Vdrive    （18）

Lropt=1/wrmCropt    （19）

Csopt=Cropt/0.05    （20）

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

一個(gè)400V輸入，110V/10A輸出的帶有該無(wú)源無(wú)損緩沖電路的Buck變換器驗(yàn)證了其工作原理和優(yōu)點(diǎn)。

該變換器的規(guī)格和按照前述方法設(shè)計(jì)的緩沖電路的主要參數(shù)如下：

輸入電壓Vin400V；

輸出電壓Vo110V；

輸出電流Io0～10A；

開(kāi)關(guān)頻率fs100kHz；

滿載效率94％；

主開(kāi)關(guān)SIRFPS37N50A；

整流二極管DDSEI30－06A；

濾波電感L300μH；

輔助二極管Ds1～Ds3HFA25TB60；

諧振電容Cr3.3nF，Cs66nF；

緩沖電感Lr1μH。

圖4給出了樣機(jī)在1000W輸出時(shí)緩沖電感Lr上的電流波形，可以看出，與圖3中分析的理論波形一致，S實(shí)現(xiàn)了ZCON。所設(shè)計(jì)的緩沖電路的狀態(tài)僅在S換流過(guò)程中發(fā)生改變，其持續(xù)時(shí)間并不影響主電路正常的PWM工作模式。圖5所示為S柵極驅(qū)動(dòng)電壓和漏源電壓對(duì)比波形，由圖5中可以看出，在S關(guān)斷過(guò)程中，首先柵極驅(qū)動(dòng)電壓下降到S的開(kāi)通閾值，在此過(guò)程中漏源電壓幾乎保持不變，然后S關(guān)斷，此時(shí)漏源電壓迅速上升，從而實(shí)現(xiàn)了ZVOFF。圖6中為D兩端的電壓波形，由于Lr的存在抑制了D的反向恢復(fù)電流，使D關(guān)斷時(shí)的電壓尖刺被大大削弱，在實(shí)驗(yàn)波形中幾乎已看不到。D反偏時(shí)端電壓的振蕩和開(kāi)通時(shí)存在的電壓緩降過(guò)程與圖3中的理論分析一致。

5 結(jié)語(yǔ)

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，這種新穎的無(wú)源無(wú)損緩沖電路實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)的零電流開(kāi)通和零電壓關(guān)斷，能有效降低其電流、電壓和熱應(yīng)力，并抑制主功率二極管的反向恢復(fù)電流，減小EMI，提高變流器效率。而且，這種緩沖電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)，具有較強(qiáng)的工程實(shí)用價(jià)值。