摘要：針對(duì)大功率LED路燈照明應(yīng)用，使用諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)解決驅(qū)動(dòng)電源的效率問(wèn)題。驅(qū)動(dòng)電路前級(jí)采用臨界電流模式(BCM)下的升壓(Boost)拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)AC／DC變換和PFC功能，后級(jí)采用LLC半橋拓?fù)錁?gòu)建DC／DC恒流源。兩級(jí)結(jié)構(gòu)能充分利用Boost和LLC的高效率特性，從而使整體效率較高。介紹了電路工作原理和基本結(jié)構(gòu)，詳細(xì)討論了主要磁芯元件的設(shè)計(jì)方法。在此基礎(chǔ)上制作了樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用諧振拓?fù)涞膬杉?jí)結(jié)構(gòu)降低了開關(guān)損耗，可以高效率的驅(qū)動(dòng)LED路燈。
關(guān)鍵詞：驅(qū)動(dòng)電源；發(fā)光二極管；高效率

1 引言
    LED驅(qū)動(dòng)電源效率的要求正在不斷提高，傳統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)(或硬開關(guān))反激式拓?fù)浜碗p開關(guān)正激拓?fù)湟呀?jīng)逐漸被諧振或準(zhǔn)諧振拓?fù)渌〈?br />     電感、電感、電容(LLC)三元件諧振變換器可實(shí)現(xiàn)全功率范圍內(nèi)主開關(guān)管零電壓開關(guān)，次級(jí)整流二極管零電流開關(guān)，極大地降低了電路開關(guān)損耗，從而成為解決電源效率問(wèn)題極具潛力的方案。此處應(yīng)用LLC諧振半橋拓?fù)渥鳛镈C／DC變換，結(jié)合前級(jí)Boost模式的AC／DC電路，開發(fā)了一種大功率，高效率的LED驅(qū)動(dòng)電源。

2 原理介紹
    電路采取PFC+LLC半橋的兩級(jí)變換方案，其中PFC電路除了控制諧波外還具有電壓調(diào)整功能，以便于控制諧振部分的頻率變化范圍，LLC半橋采用開關(guān)恒流源設(shè)計(jì)方案，即反饋控制中引入電流環(huán)，相比其他恒壓電源+恒流模塊的方式具有更好的效率表現(xiàn)。驅(qū)動(dòng)電源結(jié)構(gòu)如圖1所示。

    PFC預(yù)調(diào)節(jié)器以Boost拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)，在BCM模式下，以L6562作為控制器。BCM Boost的一大優(yōu)勢(shì)是，能夠在下一個(gè)開關(guān)周期開始之前感測(cè)Boo st電感的去磁，使開關(guān)管零電流導(dǎo)通。后級(jí)LLC半橋諧振變換器的原理示意圖如圖2所示。由4部分構(gòu)成：①方波發(fā)生部分，其作用是將輸入的直流電壓斬波為方波；②諧振網(wǎng)絡(luò)部分，提供一個(gè)隨頻率可調(diào)的電壓增益，同時(shí)得到諧振電流和電壓的相位差保證開關(guān)管ZVS的實(shí)現(xiàn)；③理想變壓器部分實(shí)現(xiàn)電壓變比的作用；④輸出整流部分得到直流功率輸出。

    LLC諧振半橋的控制芯片采用FSFR2100集成控制芯片，該芯片內(nèi)置高壓MOSFET，反饋端RT通過(guò)鏡像電流源調(diào)整開關(guān)頻率來(lái)調(diào)整諧振網(wǎng)絡(luò)輸出電壓。此外FSFR2100芯片自帶過(guò)溫、過(guò)壓保護(hù)，并且可以通過(guò)設(shè)置RT端電阻來(lái)限制開關(guān)頻率范圍，從而確保整個(gè)電路的可靠性。
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3 主要磁性元件設(shè)計(jì)
3．1 PFC部分電感的設(shè)計(jì)
    工作在恒定導(dǎo)通時(shí)間模式下，電感L與開關(guān)頻率關(guān)系為：
   
    式中：Uin_ms為輸入電壓有效值；Uo為PFC輸出電壓；fsw_min為最低開關(guān)頻率；Po為輸出功率；η為效率。
    考慮EMI和控制芯片L6562要求，選取fsw_min=35 kHz，根據(jù)電路工作條件：Uin_ms=176～265 V，Uo=390 V，Po=180 W，η=95％。計(jì)算得到L=230μH。
    磁芯的選擇要保證最惡劣情況下，即輸入電壓最低，電路的峰值電流最大時(shí)，也不會(huì)飽和。具體由電感方程確定：
    LIp=NAe△B       (2)
    式中：Ip為電感的峰值電流；△B為磁感應(yīng)強(qiáng)調(diào)工作范圍；Ae為磁芯等效截面積；N為電感線圈匝數(shù)。
    根據(jù)Ap法選擇PC40EI30作為磁芯，實(shí)際應(yīng)用中需考慮鐵損與銅損的平衡，由于峰值電流是有效值電流的2．8倍左右，鐵損會(huì)成為主要損耗。因而選用的磁芯應(yīng)該是Ae較大而磁路較短的寬而扁的磁芯，同時(shí)適當(dāng)增加電感匝數(shù)并開氣隙，來(lái)減小△B，以降低鐵損。
3．2 半橋變壓器設(shè)計(jì)
    按照基波分析法，可以得到等效的網(wǎng)絡(luò)增益表達(dá)式以及簡(jiǎn)化式：
   
    式中：Uin’，Uo’表示輸入、輸出等效的基波分量；Lr為變壓器漏感；Lp為變壓器初級(jí)電感量；Cr為諧振電容；n為等效的理想變壓器匝比；Rac為等效阻抗，Rac=8Uo／(π2Io)；k=(Lp-Lr)／Lr；。
    由式(4)可知，峰值增益是k，Q的函數(shù)，它們關(guān)系可由圖3描述。選取k，Q時(shí)，應(yīng)保證峰值增益滿足電路最大的增益范圍。LLC半橋的工作條件：輸入電壓Uin=390V，輸出電壓Uo=24～32V，整流二極管壓降uf=0．7V，輸出電流Io=6A，諧振頻率fr=100kHz。峰值增益計(jì)算式為：
   
    式中：Mmax為電路所需最大增益；Mfr為諧振點(diǎn)增益；Uo_max，Uo_fr分別為最大輸出電壓和諧振點(diǎn)輸出電壓。
    可見，為電路最大增益的1．5倍。

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    由圖3峰值增益曲線可知k，Q取值小可以獲得較大的增益范圍，但這樣會(huì)增加電路損耗，實(shí)際取值應(yīng)是滿足增益條件后盡可能小的值。此處k=4，Q=0．3。k確定后，變壓器實(shí)際匝比為：
   
    式中：Np_min為變壓器初級(jí)最少匝數(shù)；Bm為磁芯最大不飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度。
    根據(jù)Ap法選擇PC40EER3542作為磁芯，采用分槽結(jié)構(gòu)的變壓器可以形成較大漏感作為諧振電感，但是鄰近效應(yīng)變得嚴(yán)重造成銅損偏大，因而初級(jí)匝數(shù)應(yīng)在保證磁芯不飽和情況下取得盡可能小，由Np_min=(Uin／2)／(2fsw_minAeBm)計(jì)算得到。變壓器繞線確定后，初級(jí)電感量通過(guò)氣隙長(zhǎng)度來(lái)調(diào)整。

4 實(shí)驗(yàn)
    根據(jù)上述分析和設(shè)計(jì)結(jié)果，制作了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。主要元件參數(shù)為：PFC電感采用PC40 EI30磁芯，75匝電感量為280μH；PC40EER3540磁芯用于半橋變壓器，初級(jí)45匝，次級(jí)5匝；Lp=645 μH；Lr=145μH；諧振電容Cr=15 nF。圖4示出實(shí)驗(yàn)波形和效率曲線。

    圖4a為滿載輸出時(shí)PFC部分主功率管漏源極電壓uds_m和采樣電阻上電流iR波形。在MOS管從關(guān)斷到開通時(shí)，iR已經(jīng)降為零，uds_m也下降到了一個(gè)較低的值，從而減少了導(dǎo)通過(guò)程的開關(guān)損耗。圖4b為諧振點(diǎn)工作時(shí)，諧振半橋中下管的漏源極電壓uds_h波形和初級(jí)電流ip波形。下邊開關(guān)管在導(dǎo)通之前，ip流過(guò)下管的體二極管，uds_h被箝位到零，因而減少了開關(guān)振蕩，降低開關(guān)損耗。圖4c為輸入交流電壓uin、電流iin波形，電流、由圖可見功率因數(shù)校正效果較好，EMI較小。圖4d為150W和180W的效率η曲線，整機(jī)的平均效率超過(guò)90％，最高效率可達(dá)94％。

5 結(jié)論
    采用BCM Boost+LLC諧振半橋的兩級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，大大降低了前后級(jí)開關(guān)管的開關(guān)損耗，提高了整機(jī)的效率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，這種結(jié)構(gòu)適用于LED這種較為穩(wěn)定的負(fù)載，在整個(gè)功率范圍具有較好的效率表現(xiàn)，平均效率超過(guò)90％。在相同功率水平上，相比其他采用三級(jí)結(jié)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電源具有更好的效率表現(xiàn)，是未來(lái)大功率LED照明驅(qū)動(dòng)電源結(jié)構(gòu)較好選擇。