0 引言
    功率放大器在音頻功放、發(fā)射系統(tǒng)、伺服系統(tǒng)、聲納探測、振動測試等很多領域都得到廣泛的應用。傳統(tǒng)的功率放大器采用線性放大電路，其效率較低(40％一60％)，且體積大，故應用領域受到限制。為了解決傳統(tǒng)功率放大器的缺點，開關功率放大器應運而生。

    目前國內外在高功率(5 kW以上)放大器系統(tǒng)設計中，為了滿足功率要求普遍使用IGBT為主的全橋逆變拓撲。相比之下，以MOSFET為功率器件的高功率放大器系統(tǒng)的設計方案只占少數(shù)，而且其開發(fā)的控制方式不能夠很好地解決系統(tǒng)模塊間的均流控制，以及電容器中點電位控制等問題。故急需開發(fā)出以M0SFET為主的高功率放大器系統(tǒng)，以可靠地提高放大器系統(tǒng)的性能。本文提出了一種適合于高功率放大器系統(tǒng)模塊化使用的逆變單元，并詳細介紹了單元的拓撲和數(shù)字控制原理，實驗結果證明了它的良好性能。

1 主電路拓撲
    傳統(tǒng)的兩電平全橋逆變拓撲應用于高功率放大器系統(tǒng)時，由于受到器件耐壓的限制，難以使用頻率較高的MOSFET，故系統(tǒng)性能無法有效提高。借鑒了已有的研究，我們采用了文獻提出的五電平二極管中點鉗位逆變拓撲(“Five—Level NPC Inverter”，以下簡寫為“FNI”)作為基礎功率單元。圖l所示為FNI電路。

    這種FNI結構的基礎——NPC逆變拓撲，最早是由Nable-等人于1981年提出的。與傳統(tǒng)兩電平變換器相比，有以下優(yōu)點：在大功率系統(tǒng)中，將功率器件直接串聯(lián)使用而無須外加輔助電路；器件耐壓極限降至直流側電壓的一半，使器件的選取變得靈活；輸出波形中諧波成分相對于兩電平變換器大為減少，減輕了濾波環(huán)節(jié)負擔；負載上電壓紋波減小，抑止了電磁干擾問題。

2 控制方式的比較與改進
2.l 已有控制方案的介紹 
    文獻中Lau W H等開發(fā)的控制方案的優(yōu)點在于提高模塊輸出的等效開關頻率，抑止輸出諧波；缺點在于系統(tǒng)的輸入信號在經(jīng)過PWM調制后，仍不能作為驅動信號使用，還須繼續(xù)進行較繁瑣的計算，故不能很好地使用于現(xiàn)有的數(shù)字信號處理芯片。該方案的詳細分析請見文獻。

2.2 改進的控制方案的原理
    改進后的控制方式首先將文獻中的載波頻率提高一倍至2fc，并調整其偏置后，再進行PWM比較，如圖2所示調制后的信號即為驅動信號。而且控制左右橋臂(Legl、Leg2)的載波相位相同，沒有文獻控制方式所要求的相位差，其好處在于避免系統(tǒng)在調整開關頻率的同時還需要調整相位差，同時有利于系統(tǒng)調節(jié)直流側電容的中點電位。

    比較圖2和文獻可以發(fā)現(xiàn)，開關管的驅動信號是相同的，所以輸出波形也一定是相同的。改進后的控制策略能夠便捷地應用到數(shù)字信號處理芯片中，同時保留文獻控制方式的優(yōu)點。例如在DSP(TMS320LF2407)芯片上PWM的調制可以通過專職的事件管理模塊EVA及EVB直接完成，這樣大大降低了控制方式的實現(xiàn)難度。

    改進后的控制策略也有不足之處，就是也沒有提供解決直流側電容的中點電位不平衡問題的方案。根據(jù)實驗結果可以發(fā)現(xiàn)，由于電路元件的固有電阻特性不對稱所造成的電容中點電位的靜態(tài)誤差不能被忽略。圖9(f)為直流側電源為400 V時中點電位的情況，可以發(fā)現(xiàn)有13．2 V的靜態(tài)誤差。

2．3 中點電位不平衡的危害與解決方案
    文獻分析了系統(tǒng)直流側中點電位漂移對輸出THD的影響，如圖3所示。圖3中的k值：，代表了中點的失衡程度。在其他工業(yè)用途中，由于對輸出波形畸變要求不高，中點的適當漂移是允許的。但是，在諸如功率放大器系統(tǒng)等對輸出波形質量要求較高的應用中，中點不平衡可以成為輸出畸變的重要原因之一。為了克服中點不平衡帶來的輸出波形質量下降，我們在改進的控制方式中加入中點平衡控制，程序流程圖如圖4所示，中點平衡控制方案框圖如圖5所示。

    中點平衡控制原理為，每個開關周期開始時首先對直流側電容電壓采樣得到Kc1和Vc2(見圖1)，然后對Vc1和Vc2。的差值做PI運算。如果PI運算的結果為正，則和POSREF(系統(tǒng)能夠容忍的Vc1超過Vc2的最大值)比較，如果發(fā)現(xiàn)比較器的輸出為正，即意味著中點的漂移情況較為嚴重。進而檢測參考信號Vs的幅值，如果Vs的幅值為負時(表現(xiàn)為當O和Vs的幅值通過比較器后，輸出為正)，則將載波頻率提高為2fc；反之，如果電壓差值PI運算的結果小于NECREF，且參考信號Vs幅值為正，則將載波頻率提高為2fc；其他情況下，載波頻率維持fc不變。圖5中Switch模塊的功能是，如果模塊左面中間腳的輸入信號為正，則模塊的右面輸出同模塊左面最下腳輸入信號一致；如果模塊左面中間腳的輸入信號為零，則模塊的右面輸出同模塊左面最上腳輸入信號一致。

    載波頻率確定后．將Vs函數(shù)值加載至DSP芯片事件管理器模塊中的比較單元，準備同載波進行PWM調制。加載完成后即進行中斷復位。

    這種中點控制方式的本質是通過調節(jié)載波的頻率來改變中點電流的流向。通過比較載波頻率加倍前后中點電流流向的仿真，我們可以得知：如果以參考信號Ks的頻率fs為參考，載波頻率加倍前，中點電流ineu的流向每周期內交替變化(見圖6)，變換的頻率為2fc；載波頻率加倍后，中點電流ineu的流向每周期內只改變一次(見圖7)，即變換的頻率為2fs。又因為后者中點電流的流向同參考信號Ks的幅值有關，所以在決定是否將載波頻率加倍前，需要檢測Vs幅值的正負。

    比較圖8和圖2可知，當載波頻率加倍時，輸出波形同原來一致。在DSF(TMS320LF2407)芯片中，載波頻率只有在載波的幅值為O時才能改變；故載波無相位差可以使控制左右橋臂的載波頻率同時變化而對輸出波形無任何影響。

3 實驗驗證與結果
    本文設汁了一個單模塊多電平電路的實驗模型，其具體的電路參數(shù)及規(guī)格如下：
    輸出滿載功率 1 kW：
    輸出頻率2 kHz；
    直流側輸入電壓400 V：
    基礎開關頻率 100 kHz。

    開關管驅動信號由DSP提供，驅動信號的PWM調制產(chǎn)生均在DSP內部完成。圖9和圖10分別為采用中點平衡控制前后的輸出波形和中點電位比較。

    如圖9(e)和圖9(f)所示，采用中點平衡控制后，直流側電容電壓靜態(tài)誤差3．2V；采用中點平衡控制前，直流側電容電壓靜態(tài)誤差13.2V。

4 結語
    本文分析了開關功率放大器的拓撲和數(shù)字控制方案。在控制方案設計中，介紹了一種適合五電平二極管中點鉗位逆變拓撲的PWM控制技術，它能提高輸出的等效開關頻率并降低直流側中點電位的漂移，提高系統(tǒng)輸出波形質量。
 
    文中的FNI功率模塊可以采用交錯并列的方式提高系統(tǒng)的總功率和輸出波形的電平數(shù)，這樣既達到了擴展系統(tǒng)功率等級的要求，又可以降低系統(tǒng)的輸出畸變，詳細分析請見文獻。

    當然還有很多問題需要解決，比如多電平逆變電路的死區(qū)補償問題，以及多模塊問的均流問題等，這些都將作為下一步研究工作的重點。