引 言
    隨著社會的進步和技術的發(fā)展，多媒體業(yè)務不斷增長，人們對網絡帶寬的要求也隨之增長。通信網正向著IP化、寬帶化方向發(fā)展。通信網由傳輸網、交換網和接入網三部分組成。目前，我國傳輸網已經基本實現數字化和光纖化；交換網也實現了程控化和數字化；而接入網仍然是通過雙絞線與局端相連，只能達到56 kb／s的傳輸速率，不能滿足人們對多媒體信息的迫切需求。對接入網進行大規(guī)模改造，以升級到FTTC(光纖到路邊)甚至FTTH(光纖到戶)，需要高昂的成本，短期內難以實現。XDSL技術實現了電話線上數據的高速傳輸，但是大多數家庭電話線路不多，限制了可連接上網的電腦數，而且在各房間鋪設傳輸電纜極為不便。最為經濟有效而且方便的基礎設備就是電源線，把電源線作為傳輸介質，在家庭內部不必進行新的線路施工，成本低。電力線作為通信信道，幾乎不需要維護或維護量極小，而且可以靈活地實現即插即用。此外，由于不必交電話費，月租費便宜。
    電力線高速數據傳輸使電力線做為通信媒介已成為可能。鋪設有電力線的地方，通過電力線路傳輸各種互聯網的數據，就可以實現數據通信，連成局域網或接入互聯網。通過電源線路傳輸各種互聯網數據，可以大大推進互聯網的普及。此項技術還可以使家用電腦及電器結合為可以互相溝通的網絡，形成新型的智能化家電網，用戶在任何地方通過Internet實現家用電器的監(jiān)控和管理；可以直接實現電力抄表及電網自動化中遙信、遙測、遙控、遙調的各項功能，而不必另外鋪設通信信道。因此，研究電力
線通信是十分必要的。

1 OFDM基本原理
    正交頻分復用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一種正交多載波調制MCM方式。在傳統(tǒng)的數字通信系統(tǒng)中，符號序列調制在一個載波上進行串行傳輸，每個符號的頻率可以占有信道的全部可用帶寬。OFDM是一種并行數據傳輸系統(tǒng)，采用頻率上等間隔的N個子載波構成。它們分別調制一路獨立的數據信息，調制之后N個子載波的信號相加同時發(fā)送。因此，每個符號的頻譜只占用信道全部帶寬的一部分。在OFDM系統(tǒng)中，通過選擇載波間隔，使這些子載波在整個符號周期上保持頻譜的正交特性，各子載波上的信號在頻譜上互相重疊，而接收端利用載波之間的正交特性，可以無失真地恢復發(fā)送信息，從而提高系統(tǒng)的頻譜利用率。圖1給出了正交頻分復用OFDM的基本原理?？紤]一個周期內傳送的符號序列(do，d1，…，dn-1)每個符號di是經過基帶調制后復信號di=ai+jbi，串行符號序列的間隔為△t=l／fs，其中fs是系統(tǒng)的符號傳輸速率。串并轉換之后，它們分別調制N個子載波(fo，f1，…，fn-1)，這N個子載波頻分復用整個信道帶寬，相鄰子載波之間的頻率間隔為1／T，符號周期T從△t增加到N△t。合成的傳輸信號D(t)可以用其低通復包絡D(t)表示。

   
    其中ωi=-2π·△f·i，△f=1／T=1／N△t。在符號周期[O，T]內，傳輸的信號為D(t)=Re{D(t)exp(j2πfot)}，0≤t≤T。
若以符號傳輸速率fs為采樣速率對D(t)進行采樣，在一個周期之內，共有N個采樣值。令t=m△t，采樣序列D(m)可以用符號序列(do，d1，…，dn-1)的離散付氏逆變換表示。即

   
    因此，OFDM系統(tǒng)的調制和解調過程等效于離散付氏逆變換和離散付氏變換處理。其核心技術是離散付氏變換，若采用數字信號處理(DSP)技術和FFT快速算法，無需束狀濾波器組，實現比較簡單。

2 電力線數傳設備硬件構成
    電力線數據傳輸設備的硬件框圖如圖2所示。

2. 1 數字信號處理單元TMS320VC5402
    用數字信號處理的手段實現MODEM需要極高的運算能力和極高的運算速度，在高速DSP出現之前，數字信號處理只能采用普通的微處理器。由于速度的限制，所實現的MODEM最高速度一般在2400b／s。自20世紀70年代末，Intel公司推出第一代DSP芯片Intel 2920以來，近20年來涌現出一大批高速DSP芯片，從而使話帶高速DSP MCODEM的實現成為可能。
    TMS320系列性價比高，國內現有開發(fā)手段齊全，自TI公司20世紀80年代初第一代產品TMS32010問世以來，正以每2年更新一代的速度，相繼推出TMS32020、TMS320C25、TMS320C30、TMS320C40以及第五代產品TMS320C54X。
    根據OFDM調制解調器實現所需要的信號處理能力，本文選擇以TMS320VC5402作為數據泵完成FFT等各種算法，充分利用其軟件、硬件資源，實現具有高性價比的OFDM高速電力線數傳設備。
    TMS320C54X是TI公司針對通信應用推出的中高檔16位定點DSP系列器件。該系列器件功能強大、靈活，較之前幾代DSP，具有以下突出優(yōu)點：
    ◇速度更快(40～100 MIPS)；
    ◇指令集更為豐富；
    ◇更多的尋址方式選擇；
    ◇2個40位的累加器；
    ◇硬件堆棧指針；
    ◇支持塊重復和環(huán)型緩沖區(qū)管理。
2. 2高頻信號處理單元
    主要實現對高頻信號的放大、高頻開關和線路濾波等功能，并最終經小型加工結合設備送往配電線路。信號的放大包括發(fā)送方向的可控增益放大(前向功率控制)，接收方向AGC的低噪聲放大部分。其中高頻開關完成收發(fā)高頻信號的轉換，實現雙工通信。同時使收發(fā)共用一個線路濾波器，這樣可以節(jié)省系統(tǒng)成本。
2．3 RS一232接口單元
    用戶數據接口采用RS一232標準串行口。串口的數據中斷采用邊沿觸發(fā)中斷，串口中斷程序完成用戶數據的發(fā)送與接收。將接收到的用戶數據暫存到CPU的發(fā)送緩沖區(qū)中，等到滿一個突發(fā)包時就發(fā)送到DSP進行處理。

3 參數設計
3．1保護時間的選擇
    根據OFDM信號設計準則，首先選擇適當的保護時間，△=20μs，這能夠充分滿足在電力系統(tǒng)環(huán)境下，OFDM信號消除多徑時延擴展的目的。
3．2符號周期的選擇
    T>200 μs，相應子信道間隔，f<5kHz，這樣在25kHz帶寬內至少要劃分出5個子信道。另外子信道數不能太多，增加子信道數雖然可以提高頻譜傳輸效率，但是DSP器件的復雜度也將增加，成本上升，同時還將受到信道時間選擇性衰落的嚴重影響。因此，考慮在25kHz的帶寬內采用7個子信道。
3. 3子信道數的計算

    子信道間隔：

    各子信道的符號周期：T=250μs

    考慮保護時間：△=20μs，則有Ts=T+△=270μs
    各子信道實際的符號率：
    總的比特率：3.71kbps×25子信道×2b／symbol=185.5kb／s
    系統(tǒng)的頻譜效率：β=185.5kbps／100kHz=1.855bps／Hz<2bps／Hz
    可以看出，這時系統(tǒng)已經具有較高的頻譜效率。25路話音信號總的速率與經串并變換和4PSK映射后的各子信道上有用信息的符號率相比，每個子信道還可以插入冗余信息用于同步、載波參數、幀保護和用戶信息等。需要指出的是：
    ①由于OFDM信號時頻正交性的限制條件，在此設計中盡管采用了25個子載波并行傳輸也只能傳25路語音。如果要傳8路語音，經串并轉換和16QAM映射后，各個子信道上有用信息的符號率為1.855bps／Hz，最多還可以插入的冗余信息為O.145bps／Hz，在實際傳輸中這是很難保證的傳輸質量的，因此該設計相對于M-16QAM采用4個子載波傳輸6路話音并不矛盾。
    ②在此設計中，為冗余信息預留了較多的位，其冗余信息與有用信息的比值為0.59，大于iDEN系統(tǒng)的0.44。這是考慮到OFDM信號對于載波相位偏差和定時偏差都較為敏感，這樣就可以插入較多的參考信號以快速實現載波相位的鎖定、跟蹤及位同步；另一方面對引導符號間隔的選擇也較為靈活，在設計中選擇引導符號間隔L=10。  
    ③OFDM信號調制解調的核心是DFT／IDFT算法。目前，普遍采用DSP芯片完成DFT／IDFT，因此有必要對設計所需的DSP性能進行估計。根據設計要求，至少要能在250μs內完成32個復數點的FFT運算。我們知道，N個復數點的FFT共需要2Nlog2 N次實數乘法和3Nl0g2 N次實數加法。假設實數乘法和實數加法都是單周期指令，以32個復數點為例，這樣共需要800個指令周期，即20μs，因此采用TMS320VC5402能夠滿足設計要求(TMS320VC5402的單指令周期為10ns)。
    綜上所述，OFDM數傳設備參數如表l所列。

4 軟件構成
    上面確定了OFDM數傳設備的主要參數及算法，下面說明用TMS320VC5402實現的軟件設計及流程，如圖3所示。

4. 1 調制部分的軟件設計
    此程序作為子程序被調用之前，要發(fā)送的數據已經被裝入數據存儲器，并將數據區(qū)的首地址及長度作為入口參數傳遞給子程序。程序執(zhí)行時，首先清發(fā)送存儲器，然后配置AD9708的采樣速率，之后允許串行口發(fā)送中斷產生，使中斷服務程序自動依次讀取發(fā)送存儲器中的內容，送入AD9708變換成模擬信號。之后程序從數據存儲器讀取一幀數據，經編碼，并行放入IFFT工作區(qū)的相應位置，插入導頻符號并將不用的點補零。隨后進行IFFT，IFFT算法采用常用的時域抽點算法DIT，蝶形運算所需的WN可查N=512字的定點三角函數表得到。由于TMS320VC5402的數值計算為16位字長定點運算方式，所以IFFT采用成組定點法，既提高了運算精度又保證了運算速度。然后對IFFT變換后的結果擴展加窗，并將本幀信號的前擴展部分同上幀信號的后擴展部分相加，加窗所需窗函數可查表得到。窗函數存放在窗函數表中，是事先利用C語言浮點運算并將結果轉換為定點數存放在表中的。
    經實測，從讀取串行數據到加窗工作完成最多占用75個抽樣周期(75×125μs)的時間，而發(fā)送一幀信號需512+32=544個抽樣周期(544×125μs)。這說明C5402的運算速度足夠滿足需要。
    當上一幀信號發(fā)送完畢，程序立即將以處理好的本幀信號送入發(fā)送存儲器繼續(xù)發(fā)送，并通過入口參數判斷數據是否發(fā)送完畢。
4. 2 解調部分的軟件設計
    用TMS320VC5402實現的流程分同步捕捉及解調兩個階段。同步捕捉階段執(zhí)行時，首先清接收存儲器，配置AD9057的采樣速率，然后開串行口接收中斷，使接收中斷服務程序接收來自AD9057的采樣數據并依次自動存入接收存儲器。
    每得到一個新的樣點，程序先用DFT的遞推算法解調出25路導頻符號，并對導頻均衡。之后分別同參考導頻符號矢量600h+j600h進行點積，這里用導頻符號矢量的實部與虛部的和代替點積，即可反映相關函數的規(guī)律，以簡化運算。求得25路導頻與參考導頻的相關值后暫時保存，并分別與前一個樣點所保存的各導頻相關值比較(相減)，用一個字節(jié)保存比較結果的正負號(每路導頻占1bit)。在處理前一個樣點的過程中，也用一個字節(jié)保存它同其前一樣點的導頻相關值比較的正負號。對這兩個字節(jié)進行簡單的邏輯運算，即可判斷出各導頻是否在前一個樣點處出現峰值。倘若25路導頻中有20個以上的導頻同時出現峰值，則認為該樣點以前的N=512個樣點即為捕捉到的一幀信號，程序進入解調階段；否則等待接收新的采樣點繼續(xù)進行同步捕捉。
    解調階段首先對捕捉到的幀信號進行實信號的FFT變換，仍然采用成組定點法，之后進行均衡。然后利用導頻算出本地抽樣時鐘的延遲τ，在計算中應盡量避免出現除法，可將常數分母取倒數后提前算出，作為乘法的系數。為了保證其后二維AGC的精度，計算中τ精確到O.1μs。接下來根據τ調整抽樣時鐘，程序將調整量通知串行口發(fā)送中斷服務程序后，繼續(xù)執(zhí)行二維AGC，而由中斷服務程序在每次中斷響應時間發(fā)布命令，每次可以調整下一采樣時刻提前(或落后)1μs。
    二維AGC分兩步進行。首先根據τ對均衡后的調制矢量進行相位校正，這里需要利用FFT變換所使用的512字的三角函數表，用一個指針指向三角函數表的表頭，根據τ及三角函數表角度間隔算出多少路子信道才需要將指針下移一格，通過這種查表的方法可以簡潔地確定各子信道的校正量。經相位校正后，即可利用導頻進行幅度校正。
    接下來經判決，并／串變換及解碼即可解調出本幀數據。然后對均衡器的權值采用LMS算法進行調節(jié)。程序通過對這部分信號進行簡單的幅值門限分析，很容易判斷出是否收到了信號。若有則繼續(xù)接收；否則結束返回。

結語
    本文介紹了OFDM技術的基本原理，敘述了基于OFDM技術的電力線數傳通信設備的軟硬件設計，給出了此設計的具體參數。