現(xiàn)代工業(yè)的發(fā)展對電能質(zhì)量的要求越來越高，如何為電力用戶提供安全可靠的 綠色 電源是目前電源領域研究的熱點。UPS 作為一種不間斷供電設備，是改善電能質(zhì)量的重要措施之一，也是關鍵設備得以正常運行的重要保證。目前U PS 的結構有后備式、在線式、三端口在線互動式及雙變流器串- 并聯(lián)補償式等幾種類型。其中雙變流器串- 并聯(lián)補償式既可以補償非線性負載中的無功電流及諧波電流，同時還可以補償電源電壓的諧波及基波偏差，具有綜合的電能質(zhì)量調(diào)節(jié)能力，是最近才出現(xiàn)的一種新型UPS。目前國外A PC 公司有這種實物產(chǎn)品，國內(nèi)還處于理論研究階段。

　　本文介紹了雙變流器串- 并聯(lián)補償式的工作原理，在此基礎上討論串并聯(lián)補償式U PS 串聯(lián)變換器的控制方法，并通過仿真驗證了系統(tǒng)的工作特性，結果表明所提控制策略的正確性，所研究的串并聯(lián)補償式UPS 串聯(lián)變換器部分能始終保證電網(wǎng)輸入電流總畸變率約3 % ，輸入功率因數(shù)接近于1 的系統(tǒng)性能，證實了其改善電網(wǎng)側電能質(zhì)量的有效性。

　　1 雙變流器串- 并聯(lián)補償式UPS 工作原理

　　圖1 給出了雙變換器串并聯(lián)補償式UPS 的原理，圖中變流器Ⅰ、Ⅱ都是雙向SPWM AC/ DC 變換器，其直流側接蓄電池，變流器Ⅰ經(jīng)電感L1、電容C1 和變壓器Ts ，輸出電壓 △v（ 電流I s） 串接在電源電壓、v s 和負載電壓vL 之間，稱之為串聯(lián)補償變換器。其輸出的補償電壓由兩部分組成：△ v = △v 1 + △ v h ， Uh 為諧波補償電壓，它與交流電源中的諧波電壓vsh 大小相等，△ vh =vsh ，但方向相反; △ v1 為基波電壓補償量，補償電源電壓的基波分量vs l與負載電壓額定值vR 的偏差，所以變流器Ⅰ提供的補償電壓△ v 既抵消了電源電壓vs 中的諧波vsh ，又補償基波電壓vsl ，使負載電壓vL 成為與電源基波電壓vs 同相的正弦波額定電壓。

　　圖1 雙變流器串- 并聯(lián)補償式UPS

　　變流器Ⅱ經(jīng)L2、C2 濾波后并接在負載兩端或經(jīng)輸出變壓器Tp 接至負載，稱之為并聯(lián)補償變換器。若負載為非線性負載，則負載電流iL 由基波有功電流iLP、基波無功電流iLQ和諧波電流iLh 三部分組成。對變流器Ⅱ進行實時、適當?shù)目刂疲墒顾敵鲋霖撦d的電壓為正弦波額定電壓vR ，并向負載輸出電流i3 = i LQ + iLh +（ iLP- is ） ，其中iLQ、iLh 補償負載無功和諧波電流，使電源僅向負載輸出基波有功電流is ，負載的有功電流iLP由交流電源（ is） 和變流器Ⅱ（ i2d ） 共同提供。變流器Ⅱ向負載輸出的有功電流i2d= iLP- is 。在非線性負載、電源電壓高于或低于額定值vR 且含有諧波電壓時，系統(tǒng)通過這種串并聯(lián)補償變換器共同作用，可使負載電壓vL 補償?shù)脚c電源電壓同相的額定正弦電壓vR ，同時交流電源僅輸入基波有功電流is ，功率因數(shù)為1。

　　由上述分析可知，該U PS 克服了傳統(tǒng)雙變換在線式U PS 因輸入整流部分所帶來的輸入功率因數(shù)較低的缺點。通常電源基波電壓偏離額定值小于± 15 %，因此變流器Ⅰ僅補償 v % ≤ 15V 的額定電壓，其容量僅為系統(tǒng)容量的20 % 左右。正常時市電與雙變流器共同對負載供電，兩變流器的最大功率強度只有負載功率的20% ，相對始終在100 % 負載功率下工作的傳統(tǒng)雙變換在線式UPS 而言，不僅整機效率高、功率器件損耗小、壽命長、可靠性高，而且有足夠的功率裕量去應付特殊的負載（ 沖擊負載、瞬間過載等） ，因此輸出能力得到很大的增強，相同容量的產(chǎn)品造價也降低了。

　　2 理想電網(wǎng)電壓下串聯(lián)變換器的控制

　　電網(wǎng)電壓一定時，對輸入電流的快速有效控制就能控制能量流動的速度和大小。這時串聯(lián)變換器實際上可以忽略0 軸的影響而視為三相三線制PWM 整流器，采用dq 軸交叉解耦控制技術，可以獲得理想的變換器輸入電流控制效果。忽略圖1 中變換器、電抗器和電容器功耗，若蓄電池既不充電又不放電，電源輸入的有功功率Psdc應等于負載的有功功率P Ldc 。當串聯(lián)變換器被制成正弦基波電流源I s ，且co sθ = 1. 0 時，有功率P sdc 為：

　　式中，I s 是與電源基波電壓VS1 同相的電流，應選取此電流為電源指令電流I*s：

　　檢測三相A，B，C 系統(tǒng)的負載電流、負載電壓和電源電壓，經(jīng)坐標變換和低通濾波LPF 后得到與基波對應的直流分量V Ld、VLq、I Ld、I Lq、VSd、VSq ，按式（ 2） 求出I *s 并以此值作為串聯(lián)變換器的電流控制指令，對正弦電流源變換器上的輸出電流I s 進行PWM 控制，使電源電流I s 跟蹤I*s，則可實現(xiàn)作為正弦電流源的串聯(lián)變換器對電源電流的控制功能和對電源諧波電壓的補償（ 隔離） 功能，如圖2 所示。

　　圖2 理想電網(wǎng)下串聯(lián)變換器控制框圖　　3 理想電壓下的仿真波形

　　系統(tǒng)仿真參數(shù)如下： 交流電網(wǎng)輸入電壓額定幅值VR= 100 V，頻率f = 50 Hz; 負載額定電壓幅值VL=100 V，負載額定容量500 VA，cosθ = 0. 8; 三相組合式串聯(lián)變壓器額定容量500 VA，匝比N1 / N2 = 1/ 1. 5;串聯(lián)變換器輸入電感L= 4 mH，電感電阻R= 0. 1Ω ，輸出濾波電容C1= 1μF; 并聯(lián)變換器輸出濾波電感L= 1 mH，電感電阻R= 0. 1 Ω; 輸出濾波電容C1 = 90μF。電池組E= 86 V，內(nèi)阻R= 0. 1Ω ，直流母線電容Cdc= 6 800μF; 變換器開關頻率f = 9 kHz。仿真波形如圖3、4、5 所示。

　　圖3 純阻型負載

　　圖4 阻感型負載

　　圖5 整流型負載

　　由仿真波形可見，在三相對稱的理想電網(wǎng)下，串聯(lián)變換器的控制作用非常好，三相電網(wǎng)輸入電流是平衡的正弦電流，直流母線電壓的紋波很小，幾乎不存在2次諧波交流分量波動; 電網(wǎng)電流的畸變率約3 %?！　? 非理想電壓下的控制策略及仿真波形

　　串聯(lián)變換器的輸入電壓不對稱時，若PWM 開關函數(shù)包含諧波，會影響直流電壓中產(chǎn)生不期望的諧波，特別是2 次諧波使得直流輸出電壓紋波嚴重。反過來還影響串聯(lián)變換器橋端輸入電壓，使橋端輸入電壓中包含3、5、9 等次的諧波，從而增加了輸入電流的總諧波畸變率。

　　變換器輸入電壓三相對稱且包含某k 次諧波的影響是： 使得直流輸出電壓中包含（ k- 1） 及（ k+ 1） 次諧波，由此變換器輸入電流中包含k 次的諧波，也即輸入電壓的諧波完全傳遞到了三相輸入電流，從而增加了輸入電流的總畸變率，增加了輸入電流正弦性的控制難度。

　　圖6 中三相電網(wǎng)輸入電流嚴重不平衡，B 相電流明顯超出另外兩相電流幅值，且A、C 兩相的電網(wǎng)電流與輸入電網(wǎng)電壓有明顯的相移，輸入功率因數(shù)不完全為1，而直流母線電壓明顯存在2 次諧波交流分量的波動。圖7 中三相電網(wǎng)輸入電流保持平衡，但輸入電壓的諧波成分使得輸入電流的正弦性受到了很大影響，5 次諧波含量嚴重，總畸變率大; 直流母線電壓也波動較大，特別是4 次諧波分量。

　　圖6 輸入電網(wǎng)電壓不平衡下的仿真波形

　　圖7 輸入電網(wǎng)電壓含諧波時的仿真波形

　　前文的仿真波形說明，將理想電網(wǎng)下的dq 軸解耦控制下的電壓電流雙閉環(huán)控制策略應用到非理想電網(wǎng)中結果并不理想。因此針對非理想電網(wǎng)，尋求一種更適合其特殊性質(zhì)的控制策略，具有電源電壓諧波前饋的dq+ 0 軸控制，使得變換器橋端輸出電壓包含同大小的諧波分量，則交流輸入電流中就不存在諧波電流。圖8 為具有電源電壓諧波前饋的dq+ 0 軸控制系統(tǒng)框圖，圖9 為其仿真波形。

　　圖8 具有電源電壓諧波前饋的dq+ 0 軸控制系統(tǒng)框圖

　　圖9 具有諧波前饋的dq+ 0 軸控制仿真波形及Isa諧波分析

　　從仿真波形可見，三相電網(wǎng)輸入電流的波形和不平衡度得到良好的控制，I s a 的總諧波畸變率分別為1. 74 % ，波形畸變得到了很大改善; 且直流電壓穩(wěn)定，紋波較小，直流側的諧波也有所減小。

　　5 結 論

　　仿真結果表明： 所采用的具有電源電壓諧波前饋的dq+ 0 軸控制方法可以獲得優(yōu)良的控制效果。串聯(lián)變流器受控為基波正弦電流源，電源電流I s為與電源基波電壓同相的正弦有功電流，電源電壓中的諧波與基波偏差經(jīng)串聯(lián)變流器得到補償（ 或隔離） 。