升壓電源常用于將低壓輸入轉(zhuǎn)換成較高電壓。不過，隨著這些電源的功率需求不斷增加，單個功率級可能變得缺乏吸引力。本文將介紹一種交錯式升壓技術(shù)，無論從分析還是從實際應用經(jīng)驗上來說，該技術(shù)在效率、尺寸及成本方面均優(yōu)于單升壓轉(zhuǎn)換器（single-boost converter）。本文對250W單相電源與交錯式升壓電源的測試結(jié)果進行了對比。盡管復雜性有所增加，不過交錯式升壓卻表現(xiàn)出具有卓越的性能。

前言

本文將以輸入電壓為12 V、輸出為7 A、37 V的噴墨打印機電磁線圈驅(qū)動器為例介紹電源結(jié)構(gòu)的選擇。該電源的輸入電流超過20 A.最初我們并不清楚單相功率級合理，還是多相功率級合理。與采用降壓穩(wěn)壓器一樣，我們可以獲得足夠高的電流，從而采用雙功率級來降低應力并進行散熱。在此情況下，我們考慮采用了單相與雙相升壓結(jié)構(gòu)（two-phase boost topology）。

表1說明了相應的電源需求。這個電源必須能夠承受電磁線圈啟動和關閉時出現(xiàn)的大電流突波，并將所需輸出電壓保持在可以接受的范圍內(nèi)。另外，轉(zhuǎn)換效率對于最小化功率耗損和維持正常溫升同樣至關重要。37V和

7A代表超過250W的負載功率。就算轉(zhuǎn)換效率達到91％，電源仍然會浪費25W的功率，因此需要安裝多個散熱片。此外，盡管本文并未特別說明，但是電源的大小與成本也相當重要。

圖1顯示了兩種電源的對比。上面的電源是采用單輸入電感的單相設計，而下面的電路是雙相設計。單相設計（上面部分）需要的PWB面積大約為18平方英寸，而交錯式設計（下面部分）需要14平方英寸。兩種方案之間最大的面積差異在于電感、輸出電容和散熱片。交錯式電感的最大高度低于單相設計的最大高度。

單相與雙相對比

圖2顯示了單相升壓轉(zhuǎn)換器和交錯式升壓轉(zhuǎn)換器的示意圖。在單相設計中，閘極電壓會施加在FET Q1，以下拉漏極至接地電位。這樣可以在電感L1上施加輸入電壓，使電流上升。其間，輸出電容C2必須單獨提供負載所需電流。在Q1停止導通時，L1為了維持電流，其兩端的電壓極性會立刻反轉(zhuǎn)。使得切換點的電壓高于輸入電壓，此時二極管D1進入正向偏置狀態(tài)，為輸出電容C2充電并提供輸出負載電流。電感的伏特-微秒乘積在這兩種開關狀態(tài)下必須保持平衡，即d / fs×Vin = （1 - d） / fs×（Vout - Vin），得出關系式Vout = Vin / （1-d）。該公式只適用于連續(xù)導通模式（CCM），該模式的定義為電感電流始終保持正極。

圖2所示的交錯式升壓電路中，每個相的工作方式都與上述單相升壓相似。兩個功率級會以反相180.的方式運行，使得輸入和輸出電容的紋波電流互相抵消。交錯式升壓設計會強迫兩個功率級共同提供輸出電流，使得電源輸出由它們平均分擔；如果工程師不采用這種設計，其中一個功率級的電流輸出就會遠大于另一個功率級，使得原有的紋波消除優(yōu)點化為烏有。

設計分析

圖3說明了交錯式技術(shù)提供的輸入電容紋波電流消除優(yōu)勢?？梢钥闯觯瑑蓚€以180.相位差工作的功率級可以消除一半峰/峰紋波電流。由于交錯式升壓設計的組合輸入紋波電流等于單相輸入紋波電流，因此雙相設計的單相紋波電流可以達到單相設計的兩倍。單獨交錯式功率級以與單相設計相同的頻率工作，即100KHz.但是，由于紋波消除作用，它的有效輸入與輸出紋波變?yōu)?00KHz.因此在計算交錯式設計的電感時，適用的頻率雖和單相設計完全相同，但能允許的紋波電流卻會增加一倍，使得設計所需的電感值得以減少一半。值得注意的是：在雙相設計中，輸入電容的有效紋波電流與單相設計相同，因此這兩種設計會采用相同數(shù)量的輸入電容。紋波消除作用能夠使工程師有選擇性地減少組件，從而使設計受益。另外，如果采用的兩個電感與單相設計采用的電感值相同，輸入電容需求可以降低50％。在升壓設計中，電感需求一般比輸入電容需求更重要。

就像輸入電容一樣，交錯式設計的輸入電容也能享受同樣的好處。圖4說明的是單相設計的輸出電容紋波電流。圖3中電流波形的均方值約為Ipp×√（d×（1-d）），在本設計中等于10Arm.電感的斜率可以從波形頂部看出，但是它并不顯著增加總的RMS電流。在FET導通時，該電容提供所有的輸出電流。不過，當FET截止時，會有相當于Iout×d/（1-d）或+14A的電流流入電容，并對它重新充電。在采用鋁電解輸出電容的情況下，電容紋波電流額定值決定所需要的電容數(shù)量。

圖5是交錯式升壓設計中，個別輸出電容的電流值及它們的總和。在不考慮電感斜率的情況下，相位A與相位B的峰/峰電流幅值是單相設計的一半。這是因為流入輸出電容的電流的占空比是單相設計的兩倍。在圖5中，綜合電流或總電流的均方根值是5Arm，因此設計只需采用一半輸出電容，即可讓紋波電壓達到與單相設計相同的紋波電壓。

圖6是不同占空比下的紋波電流消除。垂直線表示工作占空比，從中可以看出在此占空比下，交錯式升壓設計的RMS電流等于單相位設計的一半。值得注意的是，50％的占空比可以提供完全消除的效果。

圖7與圖8說明單相與交錯式升壓轉(zhuǎn)換器的完整設計。在單相設計中，在電壓模式下工作的UCC38C43驅(qū)動一對MOSFET.由于在升壓轉(zhuǎn)換器短路情況下無法限制輸出電流，因此采用了帶有過電流保護電路的TPS2490熱插拔器件。在測試過程中發(fā)現(xiàn)，在過電流故障情況下它可以提供一種“中止”電流流動的方法。

圖8說明采用UCC38220控制器的交錯式設計。利用Q5與Q7漏極引線中的小型低成本電流互感器感測FET電流。UCC28220迫使相位之間實現(xiàn)相等的電流共享。降低整流器的電流可以消除對散熱片的需求并且降低組裝成本。

試驗結(jié)果

這兩種設計在效率、輸入與輸出紋波電壓以及瞬態(tài)負載方面的對比結(jié)果顯示，在大部分情況下，雙相設計的性能都優(yōu)于單相設計。

圖9對比兩種方法的效率。它們都能夠滿足91％的目標效率。不過，雙相設計在滿負載情況下的效率高兩個百分點。雖然這看起來可能并不明顯，但是若比較兩種電源的損耗差異，就會發(fā)現(xiàn)其中差別很大。單相設計消耗23 W，而雙相設計僅消耗16 W.這相當于熱損耗降低30％，因而必將對散熱片的選擇與熱功耗設計產(chǎn)生一定影響。

單相曲線很快達到最高值，然后開始迅速下降。這是傳導損耗較高的設計的特性。兩種設計的明顯差異體現(xiàn)在電感、升壓二極管、輸出電容與PWB的損耗。表2對比了電感需求與設計性能。如前所述，雙相方法采用的電感比單相設計低得多，而且每個電感僅承載一半的電流。電感的體積取決于蓄能需求與溫度的升幅。蓄能大小由（1/2×L×I2）決定，而表2說明單相設計的蓄能是雙相設計的5倍。這意味著，如果我們要使電感的溫度升幅保持相同，則單相設計的電感應當大5倍。我們認為與其保持相等的能量密度，不如允許較大的溫度升幅。我們在單相設計中使用損耗較大的電感因而犧牲了部分效率。結(jié)果，單相設計的損耗高出了近5 W.在這兩種設計的功耗差異中，輸出電容大約占1 W.每個輸出電容的紋波電流造成大約100 mW的損耗，而且單相設計需要的電容比雙相設計多出6個。雙相設計的功率級必須采用兩個二極管，每個二極管承擔總電流的一半。這樣它們具有較低的壓降，可使總功耗降低大約1W.

小結(jié)

與降壓穩(wěn)壓器一樣，交錯式升壓設計的性能也優(yōu)于單相設計。從表3中完整的單相升壓設計與交錯式升壓設計的對比即可看出。交錯式升壓設計體積更小，效率更高。這是因為它能減少輸出紋波電流，使得輸出電容數(shù)量顯著降低，從而降低了成本與功耗；它還能減少電感的蓄能要求，這表示電感磁線圈的體積、高度與熱損耗都會降低。多相方法可使總功耗降低 30％，同時將熱量分散至較大電路板面積，從而實現(xiàn)更完美的熱管理。多相設計必須測量與平衡每個相位的電流大小，因此它確實會增加電路的復雜性，這從可控制組件的數(shù)量就能看出。