準(zhǔn)方波諧振轉(zhuǎn)換器也稱作準(zhǔn)諧振（QR）轉(zhuǎn)換器，使反激式開關(guān)電源（SMPS）設(shè)計(jì)的信號(hào)電磁干擾（EMI）更低及滿載能效更高。然而，由于負(fù)載下降時(shí)開關(guān)頻率升高，必須限制頻率漂移，避免額外的開關(guān)損耗。傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振控制器采用頻率鉗位技術(shù)來限制頻率漂移。當(dāng)系統(tǒng)開關(guān)頻率到達(dá)頻率鉗位限制值時(shí)，就發(fā)生谷底跳頻：控制器在兩種可能的谷底頻率選擇中來回跳動(dòng)，導(dǎo)致變壓器工作不穩(wěn)定及產(chǎn)生噪聲。克服這個(gè)問題的一種新技術(shù)是在負(fù)載降低時(shí)改變谷底頻率，從而逐步降低開關(guān)頻率。一旦控制器選擇某個(gè)谷底，它就保持鎖定這個(gè)谷底頻率，直到輸出功率大幅變化：這就是安森美半導(dǎo)體新近引入的谷底鎖定技術(shù)。

　　本文除了簡(jiǎn)要介紹準(zhǔn)諧振電源，還將進(jìn)一步闡釋谷底跳頻問題，介紹解決這問題的谷底鎖定技術(shù)，并分享實(shí)驗(yàn)結(jié)果支持理論研究的的實(shí)際應(yīng)用案例。

　　準(zhǔn)方波信號(hào)簡(jiǎn)介

　　準(zhǔn)方波諧振電源通常也稱作準(zhǔn)諧振電源，廣泛用于筆記本適配器或電視電源。這種架構(gòu)的主要特征就是零電壓開關(guān)（ZVS）工作，這種技術(shù)能降低開關(guān)損耗，幫助弱化電磁干擾（EMI）信號(hào)。變壓器去磁完成后，在電壓位于MOSFET漏極節(jié)點(diǎn)處存在的電感電容（LC）網(wǎng)絡(luò)諧振導(dǎo)致的自由振蕩（即“谷底開關(guān)”）的最低值時(shí)導(dǎo)通MOSFET，從而實(shí)現(xiàn)ZVS工作。這個(gè)網(wǎng)絡(luò)實(shí)際上由初級(jí)電感Lp和漏極節(jié)點(diǎn)處的寄生電容Clump組成。

圖1：MOSFET在谷底導(dǎo)通

　　準(zhǔn)諧振電源的開關(guān)頻率取決于負(fù)載條件，本質(zhì)上變化幅度很大。不利的是，負(fù)載降低時(shí)開關(guān)頻率增加，導(dǎo)致輕載能效欠佳，因?yàn)殚_關(guān)損耗的預(yù)算增加了。要改善輕載能效，必須找出方法來將開關(guān)頻率鉗位降至更低。

　　傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器

　　傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振控制器包含內(nèi)部定時(shí)器，防止自激（free-running）頻率超過上限。頻率限制值通常固定為125 kHz，從而使頻率保持在CISPR-22 EMI規(guī)范的150 kHz起始點(diǎn)頻率之下。下圖是帶有8 ?s定時(shí)器以鉗位開關(guān)頻率的準(zhǔn)諧振控制器的內(nèi)部架構(gòu)簡(jiǎn)圖。

圖2：傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振控制器電路圖。

　　為了導(dǎo)通MOSFET，不僅要以過零檢測(cè)（ZCD）比較器來檢測(cè)谷底，而且8 us定時(shí)器還必須已經(jīng)結(jié)束計(jì)時(shí)（圖2）。如果在8 ?s的時(shí)間窗口內(nèi)出現(xiàn)谷底，就不允許MOSFET啟動(dòng)。因此，功率MOSFET的關(guān)閉時(shí)間只能通過一個(gè)自由振蕩周期內(nèi)的不同階躍（step）來改變。

　　在低線路電壓和高輸出負(fù)載時(shí)，變壓器的去磁時(shí)間較長(zhǎng)，會(huì)超過8 ?s：控制器將在第一個(gè)谷底導(dǎo)通MOSFET。然而，隨著功率需求降低，去磁時(shí)間縮短，而當(dāng)去磁時(shí)間縮短至低于8 ?s時(shí)，頻率就被鉗位。在這種情況下，變壓器的磁芯將被指示在8 ?s定時(shí)器結(jié)束之前復(fù)位（表示次級(jí)端電流已經(jīng)到零及內(nèi)部磁場(chǎng)已返回至零）。MOSFET不會(huì)立即重啟，8 ?s時(shí)間窗口會(huì)使MOSFET保持在阻斷狀態(tài)，而某些谷底會(huì)被忽略。如果輸出功率電平使得逐周期能量平衡所需關(guān)閉時(shí)間降到兩個(gè)鄰近谷底之間，電源將以大小不等的開關(guān)周期工作：這就是所謂的谷底跳頻。較長(zhǎng)的開關(guān)周期會(huì)被較短的開關(guān)周期補(bǔ)償，反之亦然。在圖3中，2或3個(gè)周期的第一種谷底開關(guān)之后，跟隨的是1個(gè)周期的第二種谷底開關(guān)。谷底跳頻現(xiàn)象使開關(guān)頻率產(chǎn)生很大變化，而這變化會(huì)被大峰值電流跳變補(bǔ)償。而電流跳變導(dǎo)致變壓器中產(chǎn)生可聽噪聲。

圖3：谷底跳頻：控制器頻率在兩個(gè)鄰近谷底之間來回跳動(dòng)

　　單獨(dú)鉗位開關(guān)頻率可以解決輕輸出負(fù)載條件下的不穩(wěn)定問題，但不會(huì)改善該特定工作點(diǎn)的能效。因此，傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器中，頻率鉗位要么涉及跳周期電路，要么涉及頻率反走電路。

　　頻率反走

　　頻率反走電路通常是壓控振蕩器（VCO），在頻率鉗位時(shí)降低開關(guān)頻率（圖4）。通過降低工作頻率，開關(guān)損耗也得以降低，輕載能效相應(yīng)改善。然而，在頻率反走模式期間，MOSFET導(dǎo)通事件仍然與谷底檢測(cè)同步：控制器頻率在兩個(gè)鄰近谷底之間來回跳動(dòng)時(shí)發(fā)生谷底跳頻，同樣導(dǎo)致準(zhǔn)諧振電源中出現(xiàn)可聽噪聲。

圖4：帶頻率反走的準(zhǔn)諧振模式

　　這種技術(shù)帶來的另一項(xiàng)約束就是滿載和輸入電壓較低時(shí)最低頻率的選擇。實(shí)際上，頻率鉗位要求選擇較低的最低頻率，而且這個(gè)值必須高于可聽頻率范圍（通常約30 kHz）。由于這較低的最低頻率，初級(jí)電感值因而增加以提供必要的輸出功率，變壓器尺寸也相應(yīng)地增大。

　　解決谷底跳頻問題

　　一種避免谷底跳頻問題的新方案，是在輸出負(fù)載變化時(shí)，從某個(gè)谷底位置變到下一個(gè)/前一個(gè)谷底位置 ，并將控制器頻率鎖定在所選位置。這叫做“谷底鎖定”技術(shù)。一旦控制器選定在某個(gè)谷底工作，它就保持鎖定在這個(gè)谷底，直到輸出功率大幅變化。實(shí)際上，可以通過監(jiān)測(cè)反饋電壓VFB來觀測(cè)輸出功率變化。需要計(jì)數(shù)器來給谷底計(jì)數(shù)。谷底鎖定乃是通過使電源在特定輸出負(fù)載下能有兩個(gè)可能的工作點(diǎn)來實(shí)現(xiàn)。因此，當(dāng)輸出負(fù)載值使逐周期能量平衡所需的關(guān)閉時(shí)間介于兩個(gè)鄰近的谷底之間時(shí)，峰值電流允許增高到足以在下一個(gè)谷底找到穩(wěn)定的工作點(diǎn)。

圖5：就每個(gè)輸出負(fù)載而言，在2個(gè)鄰近的谷底中間都有相應(yīng)的工作點(diǎn)

　　由于使用了這種技術(shù)，谷底跳頻不穩(wěn)定問題就不再存在，而且變壓器中也聽不到可聽噪聲。

　　這種技術(shù)的另一特征是其提供自然的開關(guān)頻率限制。實(shí)際上，每次控制器谷底遞增時(shí)，頻率就以不同階躍來降低，如圖6所示。開關(guān)頻率的降低取決于自由振蕩周期：

（1.1）

　　其中：  -Lp是初級(jí)電感

　　-Clump包括功率MOSFET漏極處存在的所有寄生電容（輸出電容COSS，變壓器電容等）

　　圖6描繪了使用帶谷底鎖定功能的控制器（如安森美半導(dǎo)體的NCP1380）的適配器開關(guān)頻率的變化過程。輸入電壓為均方根115 V時(shí)，開關(guān)頻率漂移限制在65 kHz到95 kHz之間，且不須使用任何頻率鉗位。[!--empirenews.page--]

圖6：帶谷底鎖定功能的控制器開關(guān)頻率相對(duì)于輸出功率的變化

　　這種技術(shù)的另一優(yōu)勢(shì)在于優(yōu)化了整個(gè)負(fù)載/輸入電壓范圍（特別是高輸入電壓條件下）的能效。高輸入電壓時(shí)，不再有零電壓開關(guān)工作：開關(guān)損耗增加。因此，舉例來說，在第二個(gè)谷底而不是在第一個(gè)谷底工作或是在第三個(gè)谷底而不是在第二個(gè)谷底工作更有優(yōu)勢(shì)，從而使電源能夠以較低的頻率開關(guān)。圖7很好地描繪了這種情況，此圖中顯示了控制器在第三個(gè)谷底或第四個(gè)谷底工作時(shí)，輸出功率在24 W到34 W之間時(shí)的能效變化。從圖中可以看出，在第四個(gè)谷底導(dǎo)通MOSFET提供的能效比在第三個(gè)谷底導(dǎo)通MOSFET高出0.3%。開關(guān)頻率在第四個(gè)谷底時(shí)比在第三個(gè)谷底時(shí)低15 kHz。

圖7：第三個(gè)谷底工作和第四個(gè)谷底工作實(shí)際應(yīng)用案例中的能效差異

　　在集成電路中應(yīng)用谷底鎖定技術(shù)

　　安森美半導(dǎo)體制造的準(zhǔn)諧振控制器NCP1379和NCP1380中應(yīng)用了谷底鎖定技術(shù)。實(shí)際上，使用了一組比較器在反饋引腳監(jiān)測(cè)電壓，并將信息饋送給計(jì)數(shù)器。每個(gè)比較器上的磁滯會(huì)鎖定工作谷底。因此，就給定輸出功率而言，有兩種可能的工作點(diǎn)：確保穩(wěn)定工作而沒有谷底跳頻。為了進(jìn)一步提升輕載能效，基于壓控振蕩器的頻率反走電路在輸出功率減小時(shí)降低開關(guān)頻率。下圖顯示的是NCP1380控制的19 V、60 W準(zhǔn)諧振適配器的電路圖。

圖8：應(yīng)用NCP1380的60 W適配器電路圖

　　由于使用了谷底鎖定技術(shù)，這控制器在負(fù)載下降時(shí)改變谷底（從第一個(gè)谷底到第四個(gè)谷底），而不會(huì)有任何不穩(wěn)定問題。這幫助擴(kuò)展準(zhǔn)諧振工作范圍，在230 Vrms時(shí)功率低至20 W。下面的過濾器截圖顯示了230 Vrms輸入電壓下負(fù)載降低時(shí)的工作谷底。沒有觀測(cè)到谷底跳頻。

圖9：60 W、230 V rms時(shí)的第一個(gè)谷底       圖10： 45 W、230 V rms時(shí)的第二個(gè)谷底

圖12： 24 W、230 V rms時(shí)的第四個(gè)谷底         圖11： 30 W、230 V rms時(shí)的第三個(gè)谷底

　　鎖定技術(shù)優(yōu)化了完整線路電壓/負(fù)載范圍下的能效，并提升了總體能效：

　　Vin = 115 V rms時(shí)，測(cè)得的平均能效為87.9%

　　Vin = 230 V rms時(shí)，平均能效為87.7%，高于“能源之星”EPA 2.0標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的87%限制值

　　輸出輕載時(shí)，通過頻率反走電路進(jìn)一步提升了能效。在0.7 W輸出功率情況下，適配器從交流主電源消耗的功率低于1 W。下表總結(jié)了輕載時(shí)的能效：

表I：輕載能效

　　頻率反走技術(shù)通過降低開關(guān)頻率，也降低了適配器在待機(jī)模式（表示沒有輸出負(fù)載連接至適配器）下消耗的功率。230 Vrms時(shí)，適配器在待機(jī)模式下從交流主電源（含X2電容的放電電阻）消耗的功率為85 mW，這對(duì)未配備高壓?jiǎn)?dòng)電路的控制器而言是相當(dāng)優(yōu)秀的結(jié)果。

表II：空載能耗

　　結(jié)論

　　傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振控制器容易受到所謂的谷底跳頻問題的影響，因?yàn)楣鹊滋l會(huì)產(chǎn)生大小不同的開關(guān)周期，并在變壓器中產(chǎn)生可聽噪聲。在某些線路電壓/負(fù)載條件下，當(dāng)逐周期能量平衡所需的關(guān)閉時(shí)間降到兩個(gè)鄰近谷底之間時(shí)，會(huì)出現(xiàn)谷底跳頻。為了解決這個(gè)問題，本文介紹了谷底鎖定技術(shù)。這種技術(shù)使電源能夠在給定輸出負(fù)載條件下選擇兩個(gè)可能的穩(wěn)定工作點(diǎn)，不僅不穩(wěn)定問題隨之消失，而且在結(jié)合使用壓控振蕩器的情況下，這種應(yīng)用中的能效數(shù)值明顯升高。基于NCP1380控制器的實(shí)際測(cè)試結(jié)果證實(shí)了這種方法的有效性。