摘要：簡要介紹了利用分立元器件搭構(gòu)的反激式DC/DC變換的拓?fù)湟约皩?shí)際電路。給出了試驗(yàn)結(jié)果，分析了該拓?fù)涞奶攸c(diǎn)及各項(xiàng)工作性能。該項(xiàng)工作為日后該拓?fù)涞募苫蛳铝嘶A(chǔ)。

關(guān)鍵詞：直流/直流；電流型控制；集成化

Research on Integration of Flyback DC/DC Power Supply

YE Jian-li, LI Ming-feng 

Abstract:The topology for flyback DC/DC switching power supply using discrete components and devices are introduced, which is verified in practical circuit.The result of experiment is here presented, and the feathers of this topology as well as variety of performances are analysed. This work provides base for furture integration of the power supply. 

Keywords:DC/DC; Current feedback control; Integration 

1  引言

    電源的集成化是電源產(chǎn)品發(fā)展的方向。在開關(guān)電源的應(yīng)用中，PWM控制電路是電源設(shè)計(jì)的核心，PWM控制電路可以由分立元器件來實(shí)現(xiàn)，因而，可以設(shè)想把PWM及反饋控制和自保護(hù)電路集成到一個(gè)芯片上。在國外，這種控制芯片早就成為商品，如UC3842，TOPSwitch等。而在國內(nèi)，該類產(chǎn)品幾乎是空白，因而，電源的集成化研究將成為一個(gè)發(fā)展趨勢。

    由于反激變換器的電路拓?fù)浜唵?，輸出與輸入電氣隔離，能高效提供多組直流輸出，升降壓范圍寬，因此在中小功率場合得到廣泛應(yīng)用。本文利用反激變換器的特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了利用分立元器件搭構(gòu)的驅(qū)動(dòng)控制電路，驅(qū)動(dòng)反激變換器，為日后的集成化作準(zhǔn)備。

2  驅(qū)動(dòng)控制電路拓?fù)?/p>

    圖1中，V8為振蕩電路產(chǎn)生的振蕩脈沖，其占空比為50％，由該脈沖決定開關(guān)器件的工作頻率。V1為原邊電流采樣電阻上的壓降，V2為輸出電壓的反饋值，V3是用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)管的信號(hào)。V2經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行誤差放大后輸入到比較器的反向端，與輸入到比較器同向端的經(jīng)過誤差放大后的V1值進(jìn)行比較，從而決定V3的脈寬大小。邏輯電路產(chǎn)生的信號(hào)經(jīng)過輸出級(jí)后用來驅(qū)動(dòng)MOSFET的開通和關(guān)斷，該信號(hào)（V3）的占空比與輸出電壓的反饋值V2成反比，實(shí)現(xiàn)電壓反饋式的控制環(huán)，同時(shí)，該信號(hào)的占空比還與輸入的直流電壓值成反比，以實(shí)現(xiàn)電路的前饋控制。V3信號(hào)由經(jīng)過放大后的原邊電流的采樣電阻上的電壓值和經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器的輸出電壓的反饋值共同來控制。圖2為各個(gè)反饋信號(hào)的誤差放大值、振蕩脈沖V8以及MOSFET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)V3波形。圖2中1）為振蕩脈沖V8的波形，2）為驅(qū)動(dòng)信號(hào)V3的波形，3）、4）為電壓反饋和電流反饋值經(jīng)過誤差放大后的波形（V2和V1的波形）。

圖1  PWM邏輯電路及輸出電路

    由圖2可知，當(dāng)反饋電流的誤差放大值V1大于反饋電壓的誤差值V2時(shí)，比較器就輸出高電平，驅(qū)動(dòng)信號(hào)變成低電平，使MOSFET管關(guān)斷，直到下一個(gè)振蕩脈沖到來，MOSFET管才開通，因而可以看出，該電路采用的是電流的峰值控制。

圖2  PWM波形圖

    圖3為啟動(dòng)電路圖。 [!--empirenews.page--]

圖3  啟動(dòng)電路圖

    該啟動(dòng)電路由雙極性晶體管Q1，穩(wěn)壓二極管D1,D3和二極管D2以及電容C1構(gòu)成。在電路啟動(dòng)的初期，輸入的直流電源通過雙極性晶體管Q1給電容C1充電，使電路開始工作。等到反饋的電壓值Feedback比電路中的穩(wěn)壓二極管D1的穩(wěn)壓值大時(shí)，雙極性晶體管Q1被關(guān)斷，該電路停止工作。PWM比較器的工作電壓由Feedback信號(hào)提供。這種電路的優(yōu)點(diǎn)是可以有效地減小損耗，而很多國外產(chǎn)品的啟動(dòng)電路是由大電阻和電容構(gòu)成，因而在電阻上將會(huì)有一定的損耗。

    在圖1的驅(qū)動(dòng)控制電路中，我們還可以看到，該電路有逐周電流檢測功能。逐周的峰值漏極電流限制電路以原邊電流的采樣電阻作為檢測電阻。器件內(nèi)部的PI調(diào)節(jié)器的輸出值設(shè)有＋5V的電壓限制，而采樣電阻上的電壓值放大5倍后與PI調(diào)節(jié)器的輸出值進(jìn)行比較，故設(shè)計(jì)電路時(shí)就可以精確地計(jì)算出電流峰值，通過選定采樣電阻值和原副邊的匝數(shù)比來進(jìn)行電流限制。當(dāng)MOSFET的漏極電流太大使采樣電阻上的壓降放大后超過＋5V的閾值時(shí)，MOSFET就會(huì)被關(guān)斷，直到下一個(gè)時(shí)鐘周期開始。

3  動(dòng)態(tài)性能試驗(yàn)

    1）負(fù)載變化時(shí)輸出電壓的動(dòng)態(tài)特性

    當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，輸出電壓也在瞬間變化，然后反饋到控制引腳，器件內(nèi)部的控制電路就會(huì)做出相應(yīng)的調(diào)整，改變MOSFET器件開關(guān)的占空比，以實(shí)現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定的目的。

    圖4（a）是負(fù)載變小時(shí)輸出電壓波形的變化情況。負(fù)載變小，輸出電壓變大，導(dǎo)致電壓反饋的誤差放大值變小，脈寬調(diào)制器的輸出波形的占空比變小，使輸出電壓變小，最終使輸出電壓趨向于穩(wěn)定值。此時(shí)，輸出電壓的反饋值為＋5V。

    圖4（b）是負(fù)載變大時(shí)的輸出電壓波形。同理，可以分析出輸出電壓的變化過程。

圖4  負(fù)載變化時(shí)輸出電壓的動(dòng)態(tài)特性圖

    在同一個(gè)輸入電壓不同負(fù)載情況下MOSFET器件的uDS的波形如圖5所示。

圖5  負(fù)載變化時(shí)開關(guān)管的uds波形  [!--empirenews.page--]

    圖5上半部分是負(fù)載為40Ω時(shí)的波形，圖5下半部分是負(fù)載為30Ω時(shí)的波形。由圖5可知，在不同負(fù)載下，MOSFET器件開關(guān)的占空比是不相同的，負(fù)載大則MOSFET器件的導(dǎo)通時(shí)間長。

    2）輸入電壓變化時(shí)輸出電壓的動(dòng)態(tài)特性

    當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化時(shí)，輸出電壓也會(huì)在瞬間隨著發(fā)生變化，由于輸入電壓的變化直接導(dǎo)致輸入電流的變化，在電流采樣電阻上的壓降的上升斜率隨著變化，可以直接導(dǎo)致輸出占空比的改變，同時(shí)，輸出電壓的反饋環(huán)節(jié)同樣起著調(diào)節(jié)作用。圖6為輸入電壓變化時(shí)輸出電壓的變化情況。

    圖6（a）為輸入電壓由200V減小到150V時(shí)的輸出電壓的波形。從圖中可以看出，經(jīng)過短暫的時(shí)間調(diào)整后，輸出電壓重新趨向于穩(wěn)定值，并且輸出電壓的變化非常小。

    圖6（b）為輸入電壓由150V變到200V時(shí)的輸出電壓波形。

圖6  輸入電壓變化時(shí)輸出電壓的動(dòng)態(tài)特性

4  結(jié)語

    本文在給出反激電路拓?fù)涞幕A(chǔ)上，通過實(shí)際的分立元器件搭構(gòu)實(shí)現(xiàn)該拓?fù)?。給出多組試驗(yàn)波形，以此分析了驅(qū)動(dòng)控制電路的特點(diǎn)以及工作性能。試驗(yàn)證明，這種電路控制方法簡潔，性能優(yōu)良。該電路不僅可以應(yīng)用于反激式電路，也可以應(yīng)用于正激式和其它DC/DC電路中。由于所有元器件由分立元器件搭構(gòu)，這就為將來的集成化，以至最終研制芯片提供了基礎(chǔ)，驗(yàn)證了可行性。