摘要：PWM反饋技術(shù)在現(xiàn)代DC-DC芯片中得到了廣泛的應(yīng)用。詳細(xì)介紹了PWM式中峰值電流模式控制中的斜波補償技術(shù)的原理。并在此基礎(chǔ)上結(jié)合峰值電流模式控制方式，介紹了幾款常用、典型的斜波補償電路。
關(guān)鍵詞：電流模式控制；斜渡補償；PWM；占空比D

O 引言
    PWM反饋控制技術(shù)是電源芯片中常用的一種技術(shù)，它的基本原理就是在輸入變化、內(nèi)部參數(shù)變化、外接負(fù)載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準(zhǔn)信號的差值進(jìn)行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開關(guān)的動態(tài)脈沖寬度，使得開關(guān)電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩(wěn)定。PWM的控制方式主要有兩種，即電壓模式控制和電流模式控制。電壓模式控制的控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、功率管源漏電壓、輸出電感電壓；電流?？刂频娜有盘栍校狠敵鲭娏?、輸出電感電流、開關(guān)器件峰值電流。
    下面介紹斜波補償?shù)脑砑霸陔娏髂Ｊ娇刂浦械膸卓钚甭恃a償電路。

為上升、下降斜率，單位A／S。)

         
    由上式可以得出如下結(jié)論：
    當(dāng)m2<m1，即D<50％時，電流誤差△In將逐漸趨于0，故而系統(tǒng)穩(wěn)定；
    當(dāng)m2>ml，即D>50％時，電流誤差△In將逐漸放大，從而導(dǎo)致系統(tǒng)失控。電源的抗干擾性能差，不能穩(wěn)定工作。
    為了使當(dāng)占空比大于50％時，系統(tǒng)仍穩(wěn)定，故引入斜率為一m的斜波補償信號。該方法就是在控制電壓VC上疊加斜坡補償電壓形成新的控制電壓輸入到PWM比較器一端，與PWM比較器另一端的電流反饋電壓比較。圖2是該種補償方法的原理示意圖。其中一m是補償斜坡電壓的斜率。

    由圖2可以證明，經(jīng)過一個周期，由△I0引起的電流誤差△Il為：

   
    經(jīng)過n個周期后，由△I0引起的電流誤差△In為：

   
    類似地，由上式可以推導(dǎo)出在占空比從0到1的范圍內(nèi)，使電流環(huán)穩(wěn)定的條件為：

    又因為：D·m1=（1-D）m2[!--empirenews.page--]
    結(jié)合上面兩式，則得到在控制電壓VC上疊加斜坡補償電壓后保證系統(tǒng)穩(wěn)定的條件是：

   
    也就是說，若要保持系統(tǒng)始終穩(wěn)定，則需要使補償斜率大于電感電流下降斜率的一半，即m>0．5m2。

2 常見的幾種斜波產(chǎn)生電路
2．1 線性斜波
    如圖3所示。圖中的斜波是由振蕩電路產(chǎn)生的。該斜波產(chǎn)生的電路及原理均比較簡單，一般是由振蕩電路對電容C進(jìn)行充放電來實現(xiàn)的。但是振蕩電路一旦確定，其所產(chǎn)生的斜波將不在變化。當(dāng)輸入電壓突然變小或負(fù)載阻抗突然變小時。因為較大的輸出電容C及電感L相移延遲作用，輸出電壓的變小也延遲滯后，輸出電壓變小的信息還要經(jīng)過電壓誤差放大器的補償電路延遲滯后，故使暫態(tài)響應(yīng)較慢。

2．2 n階線性斜波

    由斜波補償?shù)脑淼弥?，如果斜波補少了，則當(dāng)占空比大于50％時仍存在開環(huán)不穩(wěn)定性。這時，我們就希望寧多勿少。但如果斜波過大(即補的過多)，電流模式控制將變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂疲?strong>電流模式控制的優(yōu)點將盡失。所以在補償過程中，必須對所補償?shù)男辈ù笮∵M(jìn)行必要的控制，得到合適的斜波。n階線性斜波所不同的是其斜波產(chǎn)生電路。如圖4所示基準(zhǔn)電壓經(jīng)電阻網(wǎng)絡(luò)分壓可獲得Va、Vb、Vc三個不同的閾值電壓，當(dāng)線性斜波信號加在三個晶體管的基極，隨著slope幅值的增加，Ql、Q2、Q3、依次導(dǎo)通，從而形成三階非線性斜波islope。
2．3 帶箝位的斜波補償電路
    加斜率補償后隨著占空比的增大，實際的電感電流峰值被降低了。這是因為隨著占空比的增大，斜率補償信號的幅度也會增大，從而導(dǎo)致峰值電流門限在主開關(guān)導(dǎo)通的后期顯著下降。當(dāng)占空比達(dá)到90％時，補償信號將電感峰值電流減小了30％(如圖6示)。解決途徑之一便是當(dāng)發(fā)生斜坡補償時提高控制門限電平。但是僅僅提高門限并不是個可靠的辦法，一是誤差放大器輸出的控制信號會經(jīng)過一個RC濾波網(wǎng)絡(luò)在反饋回PWM比較器中，該濾波網(wǎng)絡(luò)的時常數(shù)一般都很大，那么門限控制電平將無法跟上補償斜坡的快速變化。二是單純的提高門限則會將斜坡補償化為烏有。但是，若在斜波部分加入一個箝位電路，該箝位電路的箝位電壓可以根據(jù)斜坡信號的幅度加以調(diào)節(jié)，進(jìn)而保證在大占空比下電感峰值電流實質(zhì)上不變(如圖7示)。斜率補償信號的引入使得箝位電路的箝位閾值隨著斜率補償信號幅度的增減而增減，最后將其經(jīng)過處理的斜波補償信號箝位在V1和V2上經(jīng)ERR4輸出。

2．4 可外同步的斜波補償電路
    以上的斜波產(chǎn)生電路均是內(nèi)同步的，在有些通信系統(tǒng)的應(yīng)用中，系統(tǒng)同步是很重要的，整個系統(tǒng)需要在統(tǒng)一的時鐘下同步運行。因此需要斜波補償部分隨外部電路時鐘進(jìn)行變化。如圖8所示可外同步的斜波補償電路。下面介紹一下該電路中的各模塊及其作用：
    時鐘檢測及脈沖觸發(fā)電路：檢測到時鐘輸入時，將計數(shù)器預(yù)置一個數(shù)，并在每個時鐘周期內(nèi)產(chǎn)生一個脈沖。

    電容C1：在φA控制下充放電產(chǎn)生三角波。[!--empirenews.page--]
    窗口比較器：限定三角波的峰值在Vref1<V<Vref2之間。
    計數(shù)器：外部時鐘有變化或三角波峰值電壓V不再Vrefl<V<Vref2時，觸發(fā)其進(jìn)行計數(shù)。當(dāng)V低于Vref1時上計數(shù)，每計一個數(shù)打開一個電源，加大對C1的充電流以提高斜波峰值；當(dāng)V高于Uref2時，在外時鐘同步下進(jìn)行下計數(shù)，每減一則關(guān)閉一個電流源，降低下一個時鐘周期的三角波峰值；當(dāng)Vref1<V<Vref2時，1ogic模塊將計數(shù)時鐘屏蔽，則打開固定的電流源，此時斜波峰值將不再變化。其整個工作過程的大概波形如圖9所示。由時序圖可以看到，斜波的產(chǎn)生與外部時鐘同步，并隨其改變。

2．5 非線性斜波產(chǎn)生電路
    以上的幾種斜波均是由振蕩器先產(chǎn)生一個三角鋸齒波，然后再經(jīng)過電路處理而得出補償信號。這樣所得出的補償信號總與電感電流存在一定的誤差。若三角鋸齒波由功率管的控制信號產(chǎn)生，并且其與經(jīng)過電路網(wǎng)絡(luò)處理后的電感電流做比較可以得到合適的斜波補償信號。這樣得到補償信號與實際所需補償誤差可以減到最小(如圖10所示)。當(dāng)PCT=0時，M1導(dǎo)通，電容開始充電。隨著時間的推移。C2上的電壓持續(xù)上升，當(dāng)V+接近Va時，即Va一V+<4VT，Vb開始上升，此時Q4工作在亞閾值區(qū)表現(xiàn)為三極管的非線性特性；當(dāng)Vb>Vbe1十I2R1時，Ql、Q2導(dǎo)通，則Va=V+并隨其上升。本來放大器剛脫離亞閾值區(qū)進(jìn)入線性區(qū)，隨著Va=V+并隨其上升，放大器又回到亞闞值區(qū)工作。從而完成對補償斜波的非線性調(diào)整。

3 結(jié)束語
    各種峰值電流?？刂频牟煌辈ㄑa償電路具有各自不同的優(yōu)點，在設(shè)計時應(yīng)根據(jù)具體情況選擇合適的控制及補償模式。其選擇一定要結(jié)合考慮具體開關(guān)電源的輸入電壓要求、主電路拓?fù)浼捌骷⒏哳l噪聲、占空比范圍等。峰值電流模式控制的不同斜波補償電路都是不斷發(fā)展變化、相互聯(lián)系的，在一定條件下可以相互轉(zhuǎn)化和同時應(yīng)用的。