1 引言

　　隨著現(xiàn)代通信技術的不斷發(fā)展，對頻率源的要求越來越高。一方面，由于通信容量的迅速擴大，使得通信頻譜不斷向高端擴展;另一方面，由于頻譜資源的相對匱乏，必須提高頻譜利用率，進而對頻率源的頻譜純度和頻率穩(wěn)定度都提出了更高的要求。

　　在無線通信領域中,為了提高頻譜利用率，現(xiàn)代通信系統(tǒng)對頻率合成器的精度、頻率分辨率、轉(zhuǎn)換時間和頻譜純度等指標提出了越來越高的要求。頻率合成的方法主要有直接頻率合成(DS)、間接頻率合成(PLL)和直接數(shù)字頻率合成(DDS)等方案。直接頻率合成體積大、成本高, 有較多的雜散輸出，這些因素限制了它的使用。間接頻率合成PLL雖然體積小、成本低，但是其相位噪聲、分辨率、轉(zhuǎn)換速度等指標之間的矛盾也限制了其使用范圍。采用可變參考源驅(qū)動的鎖相頻率合成器是解決這一矛盾的一種較好的方案，但可變參考源的特性對這一方案是至關重要的。作為一個頻率合成器的參考源，首先應具有良好的頻譜特性，即具有較低的相位噪聲和較小的雜散輸出。

　　2 X波段頻率合成器主要技術指標和方案分析

　　2.1 主要技術指標

　　2.2 方案分析

　　通過分析X波段寬帶頻率合成器的性能指標要求可知, 工作頻段、步進頻率及相位噪聲指標要求是確定基本方案框架的關鍵, 所以由此入手選擇方案。由于要求的輸出頻率高、步進小，考慮到直接采用單一鎖相方案，為了實現(xiàn)1MHz的步進，參考頻率取1MHz，這樣倍頻次數(shù)最高高達12500, 達到相位噪聲指標要求。實驗采用了PLL的方式，提高鑒相頻率，圖1是基本實驗方案圖。

　　PLL頻率合成器由D數(shù)字頻率合成器作為參考源，驅(qū)動PLL環(huán)路，在設計我們中采用Peregnine 公司的PE3236頻率合成芯片構(gòu)成一個PLL頻率合成器。E3236時一款能夠合成頻率2.2GHZ的高性能集成鎖相環(huán)。它由一個前向分頻器，計數(shù)器，鑒相器和控制邏輯單元組成。雙模分頻器對VCO頻率10分頻或11分頻，這取決于模值的選擇。計數(shù)器R和M分別對參考頻率和前置分頻器再分頻，分頻倍數(shù)為20-bit寄存器存儲的整數(shù)值。另一個計數(shù)器A用在模式選擇邏輯理。鑒相器產(chǎn)生高頻和低頻的控制信號?？刂七壿嫲ㄒ粋€可選擇的芯片接口，數(shù)據(jù)可以通過串行總線，并行總線或到導線連入接口。這里還有各種操作和測試模式以及鎖相監(jiān)測。

　　圖1 PLL基本方案圖

　　在鎖相環(huán)路之間加了帶通濾波器，此濾波器在系統(tǒng)的雜散抑制方面有很大作用。壓控振蕩器為Hittite公司的HMC401VCO，其輸出頻段覆蓋X波段為13.2~13.5GHz 。將VCO的輸出分頻后反饋至鑒相器，在選擇分頻次數(shù)時，應注意所選用分頻器對輸出信號的其它次諧波抑制，以免其出現(xiàn)在輸出頻段內(nèi)導致誤鎖的情況出現(xiàn)，我們選用了Hittite公司的8次分頻器HMC494LP3，功率較大的分諧波為三次諧波，離所需頻帶較遠，可用低通濾波器濾出。最終VCO輸出的頻率范圍為13.2~13.5GHz。

　　2.2.1 相位噪聲分析

　　PLL實際上是一個分頻系統(tǒng)，理論上輸出相噪應該以分頻比N相對于時鐘相噪優(yōu)化20lgN。當PLL用于倍頻時,理論上經(jīng)PLL倍頻N /R倍, 相噪惡化應為20lg(N /R)。但在實踐中發(fā)現(xiàn), 這樣計算出的相位噪聲與實測結(jié)果不相符。工程中應用的分頻器大多是數(shù)字計數(shù)分頻器, 數(shù)字電路對相位噪聲將會帶來額外的惡化, 從而抵消了分頻對相噪的優(yōu)化。所以在實踐中我們一般采用如下公式來計算相噪的惡化:

　　L(dB)= 20lg(fo/fc)=20lgN dB (1)

　　上式計算的結(jié)果與實際結(jié)果很相近。也就是說R分頻器沒有優(yōu)化相噪, 他本身帶來的相噪惡化與分頻優(yōu)化基本相當。當要求頻率跳變步長很小時, 如果只使用PLL來實現(xiàn), 則鑒相頻率就要取得很小, 由(1)可知相噪的惡化必然很嚴重。

　　另一方面，鎖相中的鑒相器有一定的噪聲基底，鎖相源噪聲與鑒相頻率、PD噪聲基底和輸出頻率或分頻比N的關系可以表示為

　　L0(1Hz)= Lfloop(1Hz)+10lgN+10lgfo dB (2)

　　其中L0(1Hz)為1Hz帶寬內(nèi)的PD噪聲基底，N=f0/fd，f0為輸出頻率，fd為鑒相頻率?？梢钥闯? 無論從PLL的相噪和鑒相器的相噪基底出發(fā)分析相位噪聲指標均滿足要求。

　　2.2.2 雜散

　　PLL的雜散來源主要有：PLL鑒相頻率 的泄漏。PLL本身相當于一個窄帶高Q值的跟蹤濾波器，大部分的遠端雜散都會被抑制的很好。這里我們關心的是落在環(huán)路帶寬內(nèi)的雜散分量，這樣的窄帶雜散水平通過調(diào)整的雜散抑制度可以達到比較好的抑制，可以初步得出實現(xiàn)雜散抑制為-50dBc是可能的。無論采用哪種鑒頻鑒相器，VCO的控制電壓都不可能是理想的直流電壓，其中包括鑒相頻率分量及其諧波分量。如果環(huán)路濾波器不能有效地抑制這些頻率分量，其將對VCO進行調(diào)制，產(chǎn)生雜散輸出。由于諧波頻率遠大于PLL的環(huán)路帶寬，因此主要需考慮基波分量。

　　3 電路設計

　　X波段頻率源的設計重點在于選擇合理的PLL輸出、鎖相環(huán)路濾波器的設計以及電路PCB布板和電磁兼容設計。

　　3.1 環(huán)路濾波器的設計

　　環(huán)路濾波器是鎖相環(huán)電路中最重要的一個部分，它的性能好壞直接關系到鎖相輸出的相位噪聲和雜散指標，鎖定時間。環(huán)路對帶內(nèi)噪聲呈低通濾波，對VCO噪聲呈高通特性，所以選擇環(huán)路帶寬在兩噪聲源譜密度的交叉點附近總是比較接近于最佳狀態(tài)的。環(huán)路濾波器分為有源濾波和無源濾波，當VCO的調(diào)諧電壓超過鑒相器的最大輸出電壓時，就要用到有源環(huán)路。使用有源環(huán)路時，選擇合適的運算放大器對環(huán)路的性能有很重要的影響，主要影響的參數(shù)有噪聲電壓、噪聲電流、轉(zhuǎn)換速率、偏置電流。其中噪聲電壓、噪聲電流主要影響輸出信號的相噪特性，而轉(zhuǎn)換速率、偏置電流對雜散和轉(zhuǎn)換時間的影響較大。此外運算放大器的偏置電壓對輸出信號的相位噪聲影響也較大。

　　3.2 PCB的布板和電磁兼容設計

　　3.2.1 優(yōu)質(zhì)電源和良好的電源濾波

　　對于PLL電路，要得到頻譜純度高的信號，電源穩(wěn)定度是非常主要的指標?？蛇x用串聯(lián)穩(wěn)壓器，做好直流電源與控制電源的去耦來減小外界信號對電源的干擾。[!--empirenews.page--]

　　3.2.2 合理的布板

　　鑒相器中充電泵的供電線最易受到噪聲信號的影響,可在Vcc和充電泵的供電線上放置去藕電容。容值為0.1mF, 1mF和10mF的電容能在寬頻率范圍內(nèi)濾出噪聲。一般把較小的電容靠近PLL芯片放置用來處理高頻噪聲，大些的電容放遠些，最好在它們之間加電感。設計時確保充電泵供電線和VCO的調(diào)諧線路遠離噪聲源，盡量避免在VCO調(diào)諧線路的近端排布任何信號走線，調(diào)諧電壓非常微小的變化也會使一個高增益VCO產(chǎn)生很大的頻率偏移。對VCO應采用適當?shù)钠帘未胧?，任何具有靠近VCO諧振點頻率的噪聲都會很容易地被耦合至VCO并對其進行調(diào)制,當輸出信號的諧波能量被耦合至VCO振蕩回路中時就會產(chǎn)生寄生輸出，影響輸出性能。

　　4 實驗結(jié)果

　　基于上面的理論和分析，我們研制出了輸出頻率為13.2~13.5GHz的頻綜系統(tǒng)，通過改變頻率控制字和跳頻步進，能夠?qū)崿F(xiàn)點頻和以1MHz為步進的跳頻輸出。圖2為PLL輸出頻點為13.41GHz時的相位噪聲, 圖3為PLL輸出頻率為13.41GHz時寬帶雜散譜，鑒相頻率為1MHz。由圖可見，PLL輸出的相位噪聲達到指標所給的-65dBc/Hz@1kHz , 輸出雜散也得到很好的抑制，對鑒相頻率的抑制優(yōu)于-80 dBc，輸出雜散也得到很好的抑制。由于本實驗受頻率合成芯片中鑒相器噪聲基底和分頻器分頻次數(shù)不連續(xù)的影響使得最終輸出的相位噪聲受鑒相器限制，故在實際應用中采用鑒相器噪聲基底更低和分頻次數(shù)連續(xù)的鑒相器相位噪聲和雜散還可以得到一定程度的改善。

　　圖2 相位噪聲測試結(jié)果

　　圖3 雜散測試結(jié)果

　　5 總結(jié)

　　通過對X波段微波頻率合成器的設計和實驗工作可以看到，采用PLL 頻率合成方案構(gòu)成的頻率合成器的指標是令人滿意的。從前面的分析和實驗結(jié)果可知，PLL頻率合成器在相位噪聲特性、雜波抑制及頻率分辨率等方面相對于單一的頻率合成方式都較大的優(yōu)勢，其更大的優(yōu)點還在于相對于多環(huán)鎖相和混頻鎖相其結(jié)構(gòu)簡單、調(diào)試方便、性能穩(wěn)定。因此PLL頻率合成方案是用于頻率合成器設計的一種較好的方案，可以推廣至不同的頻段和不同的應用。