引言

BUCK變換器是DC-DC變換器的重要分支，廣泛應(yīng)用于各類便攜電子產(chǎn)品、汽車、通信設(shè)備等。傳統(tǒng)的BUCK型變換器有兩種控制模式：電壓控制模式和電流控制模式。峰值電流模式是一種典型的電流控制模式，它具有閉環(huán)響應(yīng)快、控制環(huán)路設(shè)計簡單、自動瞬間峰值電流限流、自動均流并聯(lián)等優(yōu)點，雖然也有易產(chǎn)生次諧波振蕩、對噪聲敏感、多路輸出的交互調(diào)節(jié)性能不佳的缺點，但仍然得到了廣泛的應(yīng)用。

本文基于傳統(tǒng)的峰值電流模式的控制結(jié)構(gòu)，提出了一種新型的峰值電流模式同步整流控制結(jié)構(gòu)，使得電路結(jié)構(gòu)更加簡單，反應(yīng)速度更快等。

1峰值電流模式控制電路結(jié)構(gòu)

1.1傳統(tǒng)的峰值電流模式同步整流控制結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)的峰值電流模式同步整流BUCK型DC-DC變換器控制結(jié)構(gòu)田如圖1所示。電路主要由功率管M1和同步管M2、電感、輸出電容、反饋電阻、誤差放大器、斜坡補償電路、PWM比較器及控制邏輯組成。

圖1傳統(tǒng)的峰值電流模式同步整流控制結(jié)構(gòu)

該結(jié)構(gòu)有兩個反饋環(huán)路：電流內(nèi)環(huán)路和電壓外環(huán)。電壓外環(huán)檢測輸出電壓，輸出電壓經(jīng)過分壓電阻后與基準電壓輸入到誤差放大器，經(jīng)誤差放大器處理的電壓、斜坡控制產(chǎn)生的電壓及采樣電壓作為PWM比較器的輸入，經(jīng)過PWM比較器后輸入控制邏輯，從而產(chǎn)生占空比為D的控制信號，控制主功率管與同步管的開通與關(guān)斷，形成電壓環(huán)路。Rense電阻檢測開關(guān)管電流，形成采樣電壓，輸入到PWM的反相輸入端，形成電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)在每個周期內(nèi)瞬時快速地進行逐個脈沖比較，實時監(jiān)測電感電流的動態(tài)變化。這樣，功率開關(guān)管的調(diào)節(jié)不僅受到輸出電壓的影響，還受到功率管的峰值電流大小的影響。因此，電流型控制模式相對于電壓型，對輸入輸出變化的響應(yīng)速度更快，工作帶寬更寬。

1.2新型的峰值電流模式同步整流控制結(jié)構(gòu)

本文提出的新型的峰值電流模式同步整流控制結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。相對于傳統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)，本設(shè)計的PWM電流比較器的反相輸入端是誤差放大器輸出與輸出電壓經(jīng)過斜坡補償后的信號，同相輸入端為輸出環(huán)路上采樣到的電感電流形成的電壓。改進后的結(jié)構(gòu)，相對于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)，電路規(guī)模更小,更易于集成，反應(yīng)速度更快等。

2系統(tǒng)建模與分析

本設(shè)計中基準電壓輸入到誤差放大器的同相輸入端，反饋電壓輸入到誤差放大器的反相輸入端，經(jīng)過誤差放大器后的信號及輸出信號經(jīng)過補償網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生控制電壓，該控制電壓產(chǎn)生電感電流的基準，電流比較器與PWM電壓比較器共用合并為一個PWM電流比較器?；鶞瘦斎氲诫娏鞅容^器的同相輸入端，采樣信號輸入到電流比較器的反相輸入端。經(jīng)過PWM電流比較器的信號與RS觸發(fā)器形成占空比為D的信號，經(jīng)過驅(qū)動邏輯后，控制主功率管與同步管的開通與關(guān)斷。

電感電流通過采樣電阻反饋電壓到電流比較器的反相輸入端，從而形成電流負反饋回路。同時，電感電流經(jīng)過輸出濾波器與負載形成穩(wěn)定的輸出電壓，輸出電壓經(jīng)過分壓電壓反饋回到誤差放大器的反相輸入端，從而形成電壓負反饋回路。

輸入電壓的變化和輸出負載的變化都會影響輸出電壓，根據(jù)上述對系統(tǒng)的分析過程，對系統(tǒng)建立模型，圖3所示是新型控制結(jié)構(gòu)建模方法圖。由分析可知，該系統(tǒng)有兩個負反饋回路：快速響應(yīng)的電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)。根據(jù)控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性理論，要使系統(tǒng)穩(wěn)定，兩個環(huán)路都必須穩(wěn)定，首先應(yīng)該使電流內(nèi)環(huán)穩(wěn)定，再使電壓外環(huán)穩(wěn)定。

其中，Vref為參考電壓，本設(shè)計中為0.8V，iL為電感電流，iload為負載電流，Zout(s)為負載網(wǎng)絡(luò)。

峰值電流控制模式有著固定的缺點，即當峰值電流模式工作在CCM（ContinuousConductionMode，連續(xù)導(dǎo)電模式）且當占空比大于0.5時，系統(tǒng)存在次諧波振蕩問題。一般針對此問題，電流模式控制采取斜坡補償來穩(wěn)定電路，其中斜坡系數(shù)a為：

其中，m1為電感電流上升斜率，m2為電感電流下降斜率，ma為加入的斜坡斜率。當｜a｜＜1時，系統(tǒng)穩(wěn)定，式（1）經(jīng)過處理后得到：

其中，D為占空比，D'=1－D。根據(jù)文獻[5]，一般或者ma=m2時就能保證系統(tǒng)穩(wěn)定。為了使電壓環(huán)路能穩(wěn)定工作，需要加入補償網(wǎng)絡(luò)Gea(s)。根據(jù)圖3可以得到電感電流與誤差放大器輸出電壓的關(guān)系為：

H1(S)為電流內(nèi)環(huán)反饋網(wǎng)絡(luò)，H1(S)=Rsense，R為負載電阻，L為濾波電感，C為濾波電容，Rsense為采樣電阻。由于

可以近似認為：

所以簡化后的傳遞函數(shù)為：

其中，H2(s)為輸出電壓分壓反饋網(wǎng)絡(luò)，有：

其中R1，R2為分壓電阻。代入上述參數(shù)，整理公式（5）得：

從式（7）中可知，要提高輸出電壓的精度，必須提高開環(huán)增益。根據(jù)控制系統(tǒng)理論，在本設(shè)計中引入補償電路來提高增益和系統(tǒng)穩(wěn)定性。

本文的補償網(wǎng)絡(luò)采用的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

通過分析得到補償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為：

其中，R0為誤差放大器的輸出阻抗，一般值比較小；A為誤差放大器的開環(huán)增益，值一般較大。因此，由式（８）可得到圖３中電壓環(huán)的環(huán)路增益為：

要使系統(tǒng)穩(wěn)定工作，必須要使式(9)有良好的相位裕度。補償網(wǎng)絡(luò)引入了一個零點和兩個極點。一般情況下補償網(wǎng)絡(luò)G值取得較大，會引入一個低頻極點，能極大改善系統(tǒng)的相位裕度。一般地，式(9)中的主極點、次極點和零點都遠遠低于單位增益頻率，所以可以簡化式(9)，得：

所以可以得到系統(tǒng)的單位增益頻率為：

從式（１１）可知單位增益頻率是常數(shù)，與負載電阻無關(guān)。為了避免1/2開關(guān)頻率處的采樣極點和有效抑制開關(guān)頻率處的噪聲，參考文獻[5]，單位增益頻率一般設(shè)計為工作頻率的1/5～1/3。

3仿真結(jié)果與分析

在本設(shè)計中，誤差放大器的輸入基準電壓為0.8V，輸出電壓范圍為0.8~10V，故的取值范圍在1/12.5~1之間。為了使系統(tǒng)能在設(shè)計范圍內(nèi)都正常穩(wěn)定工作，采用最壞情況補償，即，工作在最低頻率100kHz時，使系統(tǒng)的增益帶寬積為25kHz左右。

用Matlab仿真未補償?shù)南到y(tǒng)，其頻率響應(yīng)如圖5所示。

其中系統(tǒng)的高頻次極點出現(xiàn)在工作頻率的大約1/2處，即50kHz，系統(tǒng)的單位增益頻率為25.1kHz，但是相位裕度僅僅只有0.69°，系統(tǒng)會出現(xiàn)嚴重的不穩(wěn)定。通過在誤差放大器輸出端加入補償網(wǎng)絡(luò)，利用Matlab仿真補償后的系統(tǒng)，其頻率響應(yīng)結(jié)果如圖6所示?？梢钥吹剑藭r系統(tǒng)的單位增益頻率為25.4kHz，相位裕度卻增大到57.6°，系統(tǒng)能非常穩(wěn)定地工作。

4結(jié)語

本文基于傳統(tǒng)的峰值電流模式的控制結(jié)構(gòu)，提出了一種新型的峰值電流模式同步整流BUCK控制結(jié)構(gòu)，使得電路結(jié)構(gòu)更加簡單，反應(yīng)速度更快等。利用經(jīng)典控制理論方法，對系統(tǒng)進行建模分析，得到系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，最后運用Matlab進行仿真，驗證了系統(tǒng)方案的可行性。

20211023_617430d97a8b6__一種新型BUCK變換器控制電路的系統(tǒng)建模與分析