賞心悅目！常用電源設(shè)計(jì)技巧圖解
[導(dǎo)讀]反激式電源中的鐵氧體磁放大器對(duì)于兩個(gè)輸出端都提供實(shí)際功率（ 5 V 2 A 和 12 V 3 A ，兩者都可實(shí)現(xiàn)± 5% 調(diào)節(jié)）的雙路輸出反激式電源來說，當(dāng)電壓達(dá)到 12 V 時(shí)會(huì)進(jìn)入零負(fù)載狀態(tài)，而無法在 5% 限度內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)。線性穩(wěn)壓器是一個(gè)可實(shí)行的解決方案，但由于價(jià)格
為了降低成本，建議使用鐵氧體磁放大器。然而，鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統(tǒng)的矩形磁滯回線材料（高磁導(dǎo)率材料）的控制電路有所不用。鐵氧體的控制電路（ D1 和 Q1 ）可吸收電流以便維持輸出端供電。該電路已經(jīng)過全面測(cè)試。變壓器繞組設(shè)計(jì)為 5 V 和 13 V 輸出。
該電路在實(shí)現(xiàn) 12 V 輸出± 5% 調(diào)節(jié)的同時(shí)，甚至還可以達(dá)到低于 1 W 的輸入功率（ 5 V 300 mW 和 12 V 零負(fù)載）。
考慮一下 5 V 2 A 和 12 V 3 A 反激式電源。該電源的關(guān)鍵規(guī)范之一便是當(dāng) 12 V 輸出端達(dá)到空載或負(fù)載極輕時(shí)，對(duì) 5 V 輸出端提供過功率保護(hù) (OPP) 。這兩個(gè)輸出端都提出了± 5% 的電壓調(diào)節(jié)要求。
對(duì)于通常的解決方案來說，使用檢測(cè)電阻會(huì)降低交叉穩(wěn)壓性能，并且保險(xiǎn)絲的價(jià)格也不菲。
而現(xiàn)在已經(jīng)有了用于過壓保護(hù) (OVP) 的消弧電路。該電路能夠同時(shí)滿足 OPP 和穩(wěn)壓要求，使用部分消弧電路即可實(shí)現(xiàn)該功能。
從圖 1 可以看出， R1 和 VR1 形成了一個(gè) 12 V 輸出端有源假負(fù)載，這樣可以在 12 V 輸出端輕載時(shí)實(shí)現(xiàn) 12 V 電壓調(diào)節(jié)。在 5 V 輸出端處于過載情況下時(shí)， 5 V 輸出端上的電壓將會(huì)下降。假負(fù)載會(huì)吸收大量電流。R1 上的電壓下降可用來檢測(cè)這一大量電流。Q1 導(dǎo)通并觸發(fā) OPP 電路。
在線電壓 AC 到低壓 DC 的開關(guān)電源產(chǎn)品領(lǐng)域中，反激式是目前最流行的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這其中的一個(gè)主要原因是其獨(dú)有的成本效益，只需向變壓器次級(jí)添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。
通常，反饋來自對(duì)輸出容差有最嚴(yán)格要求的輸出端。然后，該輸出端會(huì)定義所有其它次級(jí)繞組的每伏圈數(shù)。由于漏感效應(yīng)的存在，輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩(wěn)壓，特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無負(fù)載或負(fù)載極輕的情況下更是如此。
可以使用后級(jí)穩(wěn)壓器或假負(fù)載來防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而，由于后級(jí)穩(wěn)壓器或假負(fù)載會(huì)造成成本增加和效率降低，因而它們?nèi)狈ψ銐虻奈Γ貏e是在近年來對(duì)多種消費(fèi)類應(yīng)用中的空載和 / 或待機(jī)輸入功耗的法規(guī)要求越來越嚴(yán)格的情況下，這一設(shè)計(jì)開始受到冷落。圖 1 中所示的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器不僅可以解決穩(wěn)壓?jiǎn)栴}，還能夠最大限度地降低成本和效率影響。
圖 用于多路輸出反激式轉(zhuǎn)換器的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器
該電路的工作方式如下：兩個(gè)輸出端都處于穩(wěn)壓范圍時(shí)，電阻分壓器 R14 和 R13 會(huì)偏置三極管 Q5 ，進(jìn)而使 Q4 和 Q1 保持在關(guān)斷狀態(tài)。在這樣的工作條件下，流經(jīng) Q5 的電流便充當(dāng) 5 V 輸出端很小的假負(fù)載。
5 V 輸出端與 3.3 V 輸出端的標(biāo)準(zhǔn)差異為 1.7 V 。當(dāng)負(fù)載要求從 3.3 V 輸出端獲得額外的電流，而從 5 V 輸出端輸出的負(fù)載電流并未等量增加時(shí)，其輸出電壓與 3.3 V 輸出端的電壓相比將會(huì)升高。由于電壓差異約超過 100 mV ， Q5 將偏置截止，從而導(dǎo)通 Q4 和 Q1 并允許電流從 5 V 輸出端流到 3.3 V 輸出端。該電流將降低 5 V 輸出端的電壓，進(jìn)而縮小兩個(gè)輸出端之間的電壓差異。
Q1 中的電流量由兩個(gè)輸出端的電壓差異決定。因此，該電路可以使兩個(gè)輸出端均保持穩(wěn)壓，而不受其負(fù)載的影響，即使在 3.3 V 輸出端滿載而 5 V 輸出端無負(fù)載這樣最差的情況下，仍能保持穩(wěn)壓。設(shè)計(jì)中的 Q5 和 Q4 可以提供溫度補(bǔ)償，這是由于每個(gè)三極管中的 VBE 溫度變化都可以彼此抵消。使用三相交流電進(jìn)行工作的工業(yè)設(shè)備常常需要一個(gè)可以為模擬和數(shù)字電路提供穩(wěn)定低壓直流電的輔助電源級(jí)。此類應(yīng)用的范例包括工業(yè)傳動(dòng)器、UPS 系統(tǒng)和能量計(jì)。
此類電源的規(guī)格比現(xiàn)成的標(biāo)準(zhǔn)開關(guān)所需的規(guī)格要嚴(yán)格得多。不僅這些應(yīng)用中的輸入電壓更高，而且為工業(yè)環(huán)境中的三相應(yīng)用所設(shè)計(jì)的設(shè)備還必須容許非常寬的波動(dòng)—包括跌落時(shí)間延長(zhǎng)、電涌以及一個(gè)或多個(gè)相的偶然丟失。而且，此類輔助電源的指定輸入電壓范圍可以達(dá)到 57 VAC 至 580 VAC 之寬。
設(shè)計(jì)如此寬范圍的開關(guān)電源可以說是一大挑戰(zhàn)，主要在于高壓 MOSFET 的成本較高以及傳統(tǒng)的 PWM 控制環(huán)路的動(dòng)態(tài)范圍的限制。StackFET 技術(shù)允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為 600V 的低壓 MOSFET 和 Power Integrations 提供的集成電源控制器，這樣便可設(shè)計(jì)出簡(jiǎn)單便宜并能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作的開關(guān)電源。
圖 采用 StackFET 技術(shù)的三相輸入 3W 開關(guān)電源
該電路的工作方式如下：電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線系統(tǒng)，甚至來自單相系統(tǒng)。三相整流器由二極管 D1-D8 構(gòu)成。電阻 R1-R4 可以提供浪涌電流限制。如果使用可熔電阻，這些電阻便可在故障期間安全斷開，無需單獨(dú)配備保險(xiǎn)絲。pi 濾波器由 C5 、 C6 、 C7 、 C8 和 L1 構(gòu)成，可以過濾整流直流電壓。
電阻 R13 和 R15 用于平衡輸入濾波電容之間的電壓。
當(dāng)集成開關(guān) (U1) 內(nèi)的 MOSFET 導(dǎo)通時(shí)， Q1 的源端將被拉低， R6 、 R7 和 R8 將提供柵極電流，并且 VR1 到 VR3 的結(jié)電容將導(dǎo)通 Q1 。齊納二極管 VR4 用于限制施加給 Q1 的柵極源電壓。當(dāng) U1 內(nèi)的 MOSFET 關(guān)斷時(shí)， U1 的最大化漏極電壓將被一個(gè)由 VR1 、 VR2 和 VR3 構(gòu)成的 450 V 箝位網(wǎng)絡(luò)箝位。這會(huì)將 U1 的漏極電壓限制到接近 450 V 。與 Q1 相連的繞組結(jié)束時(shí)的任何額外電壓都會(huì)被施加給 Q1 。這種設(shè)計(jì)可以有效地分配 Q1 和 U1 之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻 R9 用于限制開關(guān)切換期間的高頻振蕩，由于反激間隔期間存在漏感，箝位網(wǎng)絡(luò) VR5 、 D9 和 R10 則用于限制初級(jí)上的峰值電壓。
輸出整流由 D1 提供。C2 為輸出濾波器。L2 和 C3 構(gòu)成次級(jí)濾波器，以減小輸出端的開關(guān)紋波。
當(dāng)輸出電壓超過光耦二極管和 VR6 的總壓降時(shí)， VR6 將導(dǎo)通。輸出電壓的變化會(huì)導(dǎo)致流經(jīng) U2 內(nèi)的光耦二極管的電流發(fā)生變化，進(jìn)而改變流經(jīng) U2B 內(nèi)的晶體管的電流。當(dāng)此電流超出 U1 的 FB 引腳閾值電流時(shí)，將抑制下一個(gè)周期。輸出穩(wěn)壓可以通過控制使能及抑制周期的數(shù)量來實(shí)現(xiàn)。一旦開關(guān)周期被開啟，該周期便會(huì)在電流上升到 U1 的內(nèi)部電流限制時(shí)結(jié)束。R11 用于限制瞬態(tài)負(fù)載時(shí)流經(jīng)光耦器的電流，以及調(diào)整反饋環(huán)路的增益。電阻 R12 用于偏置齊納二極管 VR6 。
IC U1 (LNK 304) 具有內(nèi)置功能，因此可根據(jù)反饋信號(hào)消失、輸出端短路以及過載對(duì)該電路提供保護(hù)。由于 U1 直接由其漏極引腳供電，因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4 用于提供內(nèi)部電源去耦。（二極管 D8 和 D9 不是必需的器件，但可用于降低 Q1 中的功率耗散，從而無需在設(shè)計(jì)添加散熱片。
該電路只對(duì)兩個(gè)電壓之間的相對(duì)差異作出反應(yīng)，在滿載和輕負(fù)載條件下基本不起作用。由于并聯(lián)穩(wěn)壓器是從 5 V 輸出端連接到 3.3 V 輸出端，因此與接地的并聯(lián)穩(wěn)壓器相比，該電路的有源耗散可以降低 66% 。其結(jié)果是在滿載時(shí)保持高效率，從輕負(fù)載到無負(fù)載的功耗保持較低水平。
該電路能確保變壓器在每個(gè)周期進(jìn)行復(fù)位，因此可大大簡(jiǎn)化使用 TopSwitch-GX 設(shè)計(jì)正激式轉(zhuǎn)換器的過程。
檢測(cè)電路與正激式轉(zhuǎn)換器偏置繞組配合使用可以檢測(cè)關(guān)斷期間的電壓波形。當(dāng)此間電壓較高時(shí)，信號(hào)會(huì)應(yīng)用于 TopSwitch-GX L 引腳，使其斷開與 S 引腳的連接，從而抑制內(nèi)部 MOSFET 開始另一個(gè)導(dǎo)通周期。當(dāng)偏置繞組上的電壓信號(hào)開始衰弱時(shí)，即表示變壓器已經(jīng)復(fù)位， L 引腳與 S 引腳相連，開關(guān)已開啟選擇好的整流二極管可以簡(jiǎn)化 AC/DC 轉(zhuǎn)換器中的 EMI 濾波器電路并降低其成本該電路可以簡(jiǎn)化 AC/DC 轉(zhuǎn)換器中的 EMI 濾波器電路并降低其成本。
要使 AC/DC 電源符合 EMI 標(biāo)準(zhǔn)，就需要使用大量的 EMI 濾波器器件，例如 X 電容和 Y 電容。
AC/DC 電源的標(biāo)準(zhǔn)輸入電路都包括一個(gè)橋式整流器，用于對(duì)輸入電壓進(jìn)行整流（通常為 50-60Hz ）。由于這是低頻 AC 輸入電壓，因此可以使用如 1N400X 系列二極管等標(biāo)準(zhǔn)二極管，另一個(gè)原因是這些二極管的價(jià)格是最便宜的。
這些濾波器器件用于降低電源產(chǎn)生的 EMI ，以便符合已發(fā)布的 EMI 限制。然而，由于用來記錄 EMI 的測(cè)量只在 150 kHz 時(shí)才開始，而 AC 線電壓頻率只有 50 或 60 Hz ，因此橋式整流器中使用的標(biāo)準(zhǔn)二極管（參見圖 1 ）的反向恢復(fù)時(shí)間較長(zhǎng)，且通常與 EMI 產(chǎn)生沒有直接關(guān)系。
然而，過去的輸入濾波電路中有時(shí)會(huì)包括一些與橋式整流器并聯(lián)的電容，用來抑制低頻輸入電壓整流所造成的任何高頻波形。
如果在橋式整流器中使用快速恢復(fù)二極管，就無需使用這些電容了。當(dāng)這些二極管之間的電壓開始反向時(shí)，它們的恢復(fù)速度非常快（參見圖 2 ）。這樣通過降低隨后的高頻關(guān)斷急變以及 EMI ，可以降低 AC 輸入線中的雜散線路電感激勵(lì)。由于 2 個(gè)二極管可以在每半個(gè)周期中實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通，因此 4 個(gè)二極管中只需要 2 個(gè)是快速恢復(fù)類型即可。同樣，在每半個(gè)周期進(jìn)行導(dǎo)通的兩個(gè)二極管中，只需要其中一個(gè)二極管具有快速恢復(fù)特性即可。
圖 在 AC 輸入端使用橋式整流器的 SMPS 的典型輸入級(jí)
圖 輸入電壓和電流波形顯示了反向恢復(fù)結(jié)束時(shí)的二極管急變。
對(duì) Power Integrations 的多數(shù)產(chǎn)品而言，數(shù)據(jù)手冊(cè)中限制的用于確保正常啟動(dòng)和起作用的最小漏極電壓為 50 V 。但是，如果通過外部電源向旁路引腳饋電，則芯片可接收外部供電，且即使在較低的輸入電壓下也可啟動(dòng)和工作。
圖 功率控制器的浮動(dòng)恒流源電路
圖所示的啟動(dòng)電路為浮動(dòng)恒流源，它為整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)的 TinySwitch-III 的旁路 (BP) 引腳提供大約 600 μ A 的恒流。
恒流值由 R2 和 VR1 確定：
該電路源自基本的單晶體管電流源。該電路采用了一個(gè)齊納二極管，為 Q2 (NPN) 的基極引出端設(shè)置參考電壓，并以此對(duì)流經(jīng)電阻 R2 的固定電壓進(jìn)行編程，從而設(shè)置恒流值。然而，鑒于輸入電源范圍的異常寬廣性，參考齊納二極管的偏置電流在很大范 s 圍內(nèi)會(huì)有所差異。這將導(dǎo)致功率耗散增加及編程的恒流發(fā)生偏移。
要克服上述難題，需要由其他的電流源（由 Q1 (PNP) 與 R1 形成）提供偏置電流。將等同于 VBE 的恒壓強(qiáng)加于 R1 ，這樣可為整個(gè)工作范圍內(nèi)的參考齊納二極管提供偏置電流補(bǔ)償。
晶體管 Q2 以較低輸入電壓提供恒流，而 Q1 則以較高的輸入電壓提供恒流。圖 2 顯示了電流流經(jīng) Q1 和 Q2 時(shí)的模擬結(jié)果。輸入電壓達(dá)到大約 50 VDC 時(shí)， Q2 將提供恒流。輸入電壓達(dá)到 50 VDC 及以上時(shí)，經(jīng)過 Q2 的電流將減弱，而經(jīng)過 Q1 的電流則呈線性增加。輸入電壓達(dá)到最大值 375 VDC 時(shí)，則主要由 Q1 提供恒流。
R3 用于限制整個(gè)電路在輸入電壓最大時(shí)的輸入電流。
圖 超過輸入電壓時(shí)的晶體管電流與總的旁路 (BP) 引腳電流
非線性電流由于齊納二極管 VR1 的非線性活動(dòng)而上升。輸入電壓大約為 60 VDC 時(shí)，齊納二極管開始有電壓為滿足嚴(yán)格的待機(jī)功耗規(guī)范要求，一些多路輸出電源被設(shè)計(jì)為在待機(jī)信號(hào)為活動(dòng)狀態(tài)時(shí)斷開輸出連接。通常情況下，通過關(guān)閉串聯(lián)旁路雙極晶體管 (BJT) 或 MOSFET 即可實(shí)現(xiàn)上述目的。
對(duì)于低電流輸出，如果在設(shè)計(jì)電源變壓器時(shí)充分考慮到晶體管的額外壓降情況，則 BJT 可成為 MOSFET 的合適替代品，且成本更為低廉。
圖所示為簡(jiǎn)單的 BJT 串聯(lián)旁路開關(guān)，電壓為 12 V ，輸出電流強(qiáng)度為 100 mA ，并帶有一超大電容 (CLOAD) 。晶體管 Q1 為串聯(lián)旁路元件，由 Q2 根據(jù)待機(jī)信號(hào)的狀態(tài)來控制其開關(guān)。電阻 R1 的值是額定的，這樣可確保 Q1 有足夠的基值電流在最小 Beta 和最大的輸出電流下以飽和的狀態(tài)工作。PI 建議額外添加一個(gè)電容器 (Cnew) ，用以調(diào)節(jié)導(dǎo)通時(shí)的瞬態(tài)電流。如果不添加 Cnew ， Q1 在導(dǎo)通后即迅速進(jìn)入電容性負(fù)載，并因而產(chǎn)生較大的電流尖峰。為調(diào)節(jié)該瞬態(tài)尖峰，需要增加 Q1 的容量，這便導(dǎo)致了成本的增加。
用作 Q1 額外“密勒電容”的 Cnew 可以消除電流尖峰。該額外電容可限制 Q1 集電極的 dv/dt 值。dv/dt 值越小，流入 Cload 的充電電流就越少。為 Cnew 指定電容值，使得 Q1 的理想輸出 dv/dt 值與 Cnew 值相乘等于流入 R1 的電流
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