移動(dòng)數(shù)據(jù)的爆炸式增長推動(dòng)了通信基礎(chǔ)設(shè)施新接收器體系結(jié)構(gòu)的發(fā)展，以實(shí)現(xiàn)更大的容量和更高的靈活性。軟件定義無線電系統(tǒng)將會成為下一代通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)主要基于可以在天線側(cè)進(jìn)行采樣，同時(shí)又支持大動(dòng)態(tài)范圍的高功效RF ADC。這類ADC采用非常先進(jìn)的CMOS技術(shù)設(shè)計(jì)，使用時(shí)間交織(TIADC)體系結(jié)構(gòu)獲得了非常高的采樣率。這一體系結(jié)構(gòu)的缺點(diǎn)是時(shí)變失配誤差，需要進(jìn)行實(shí)時(shí)校準(zhǔn)。本文介紹了一種新型的增益和時(shí)序失配誤差背景校準(zhǔn)方法，通過不太復(fù)雜的數(shù)字信號處理算法來實(shí)現(xiàn)這一方法。

雙通道TI ADC失配誤差

提高ADC速度一種有效的方法是兩個(gè)ADC并行工作，不需要相位采樣時(shí)鐘。子ADC傳輸函數(shù)之間不可避免的微小失配會導(dǎo)致出現(xiàn)雜散諧波，大幅度劣化了實(shí)際動(dòng)態(tài)范圍。這種ADC有四類誤差：DC失調(diào)誤差、靜態(tài)增益誤差、時(shí)序誤差和帶寬誤差。

在實(shí)際中，采用數(shù)字校準(zhǔn)技術(shù)，DC失調(diào)誤差處理起來比較簡單。其中，帶寬誤差是最難處理的，一般需要通過謹(jǐn)慎的設(shè)計(jì)和布局來消除。本文中，我們將重點(diǎn)關(guān)注增益和時(shí)序誤差校準(zhǔn)，因?yàn)檫@是導(dǎo)致動(dòng)態(tài)范圍減小的主要因素。

建議的校準(zhǔn)方法

在實(shí)際中，ADC的Nyquist帶寬不會全部用掉，其中的一部分通常專門為抗混疊濾波器的滾降特性預(yù)留。這一空閑的頻帶可以被用于注入受約束的校準(zhǔn)信號。校準(zhǔn)信號使用正弦波，因?yàn)檎也ê苋菀咨杉儍舻念l譜，這樣有兩個(gè)主要的特性可以被應(yīng)用：

1. 振幅可以保持的足夠小，以避免對動(dòng)態(tài)范圍有任何影響，同時(shí)提供了很好的估算精度。試驗(yàn)表明，-40 dBFS至-35 dBFS電平范圍適用于14位ADC。

2. 頻率限制在以下離散值上，以便降低數(shù)字信號處理算法的復(fù)雜度：

(公式1)

其中，F(xiàn)s是TI ADC采樣頻率，P和K是無符號整數(shù)，S=±1，具體取決于校準(zhǔn)信號相對于Nyquist區(qū)邊沿的位置(參見圖1)。校準(zhǔn)信號可以很容易的在片上通過使用 小數(shù)N分頻PLL以ADC時(shí)鐘作為參考信號來產(chǎn)生。選擇足夠高的K值，校準(zhǔn)信號的諧波會在有用帶寬之外混疊，這會降低濾波要求。在PLL輸出采用可編程衰 減器能夠?qū)崿F(xiàn)擺幅調(diào)整。

圖1：頻率規(guī)劃顯示了校準(zhǔn)信號的位置。 如果x0和x1表示兩個(gè)子ADC的輸出，而校準(zhǔn)信號是其輸入，可以使用公式1來表示它們，下面的表達(dá)式將這兩路信號連接起來(忽略了噪聲)：

(公式2)

這一線性濾波公式的系數(shù)h0和h1可以明確地對應(yīng)于增益g和時(shí)序Δt誤差：

(公式3)

可以使用一階近似，而設(shè)計(jì)中的失配誤差比較小，將這一非線性方程組線性化并求逆

估算算法包括以下三個(gè)步驟：

1. 提取出校準(zhǔn)信號，使用LMS算法，從子ADC的輸出消除它，產(chǎn)生離散時(shí)間信號x0和x1。這一算法要求在校準(zhǔn)頻率上應(yīng)用數(shù)字余弦/正弦參考信號。使用容量 為4K (實(shí)際中，K<64)的小規(guī)模查找表(LUT)來產(chǎn)生余弦信號。通過簡單的將余弦信號延時(shí)K來產(chǎn)生正弦信號。

2. 如圖2所示，使用LMS算法，從提取出的x0和x1信號中自適應(yīng)估算出系數(shù)h0和h1。

3. 從公式3中得到的線性方程組中計(jì)算出增益和時(shí)序誤差。

圖2：通過2抽頭數(shù)字自適應(yīng)濾波器進(jìn)行增益和時(shí)序誤差背景估算。

得到估算結(jié)果后，增益和時(shí)序誤差被輸入到數(shù)字校準(zhǔn)引擎中。使用簡單數(shù)字乘法器補(bǔ)償增益。采用修正的小數(shù)延時(shí)濾波器對時(shí)序誤差進(jìn)行校準(zhǔn)。通過多相和對 稱方法來降低濾波器實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。估算和校準(zhǔn)引擎都都以子ADC的采樣速率運(yùn)行，為進(jìn)一步優(yōu)化，估算模塊還可以采用降采樣的方案。

方法驗(yàn)證

一路合成測試信號包括：中心是300 MHz的一路TM3.1、20 MHz LTE載波，以及一路253.44 MHz、-35 dBFS校準(zhǔn)正弦波。對應(yīng)于S=1、K=8、P=2K，可以使用圖3中的測試設(shè)置來產(chǎn)生這些信號。這一設(shè)置具有低噪聲和高線性度D/A轉(zhuǎn)換器以及 DVGA，因此，其動(dòng)態(tài)范圍非常高。我們采用了集成了高分辨率可調(diào)增益和時(shí)序誤差功能的商用14位 / 500Msps TIADC。通過FPGA采集ADC原始數(shù)據(jù)，使用Matlab軟件，由IDT校準(zhǔn)算法處理這些數(shù)據(jù)。TI ADC的增益和時(shí)序誤差分別被設(shè)置為大約0.5 dB和5 ps，以仿真最差情況。

圖3：測試設(shè)置結(jié)構(gòu)圖。 圖4顯示了校準(zhǔn)前和校準(zhǔn)后的數(shù)據(jù)功率譜。LTE載波鏡像在校準(zhǔn)前是-80 dBFS，校準(zhǔn)后，降低了大約30 dB，達(dá)到-110 dBFS。提取和抵消算法完全消除了校準(zhǔn)信號及其鏡像。這一性能表現(xiàn)是在大約200 μs收斂時(shí)間內(nèi)獲得的。

圖4：在校準(zhǔn)之前(頂部)和校準(zhǔn)后(底部)的功率譜，采用了300 MHz LTE載波。

校準(zhǔn)信號保持不變，LTE載波中心頻率從50 MHz掃頻到400 MHz，以便評估頻率行為。如圖5所示，得到的鏡像抑制表明，在兩個(gè)第一Nyquist區(qū)內(nèi)，動(dòng)態(tài)范圍至少提高了30 dB。正如預(yù)期所示，如果帶寬誤差沒有得到校準(zhǔn)時(shí)，頻率會受到限制，從而導(dǎo)致鏡像抑制能力下降。

圖5：鏡像抑制和LTE載波中心頻率對比，采用了固定校準(zhǔn)信號。

結(jié)論

RF采樣A/D轉(zhuǎn)換器是下一代軟件無線電系統(tǒng)的關(guān)鍵組成。利用時(shí)間交織體系結(jié)構(gòu)可以獲得非常高的采樣率和低功耗，代價(jià)是動(dòng)態(tài)范圍劣化。從前文中可以看出，在使 用帶寬之外注入受約束校準(zhǔn)信號，使用不太復(fù)雜的算法校準(zhǔn)增益和時(shí)序誤差，能夠顯著提高動(dòng)態(tài)范圍。對14/500 Msps原型的測量表明，兩個(gè)第一Nyquist區(qū)的動(dòng)態(tài)范圍大約提高了30 dB。只要增益/時(shí)序失配誤差模型保持有效，這一建議的方法可以用于速度更高的應(yīng)用。