、在這篇文章中，我們探討了射頻扼流圈非理想性對E類放大器性能的影響，并學習如何為您的放大器設計選擇正確的扼流圈電感。圖1顯示了E類放大器的基本拓撲結構。


圖1. 基本的E類放大器。射頻扼流圈供應直流電流I0。從本系列的前幾篇文章中，我們知道上述電路中的射頻扼流圈（L1）維持著幾乎恒定的I0電流。然而，這些文章都假設了一個理想的射頻扼流圈，沒有直流電阻，并且在工作頻率下具有無限大的射頻感抗。實際的扼流圈電感器具有非零直流電阻和有限的射頻感抗。在這篇文章中，我們將分析這些不完美因素對E類功率放大器性能的影響。然后，我們將通過兩個設計示例將我們的知識付諸實踐——一個與電阻相關，一個與電感相關。最后，我們將通過在LTspice中模擬我們的示例電路來測試我們分析的準確性。感抗與直流電阻之間的權衡射頻扼流圈必須具有無限大的感抗以完全消除交流電流分量，并且只允許直流電流通過。這在實踐中顯然是不可能的。相反，我們尋求通過增加扼流圈電感來確保通過扼流圈的交流電流遠低于直流電流。在這樣做時，我們面臨兩個因素之間的重要權衡：由于扼流圈的直流電阻導致的功率損失。扼流圈阻斷交流分量的能力。雖然較大的電感更有效地阻斷交流電流，但它也引入了更大的直流電阻。正如我們將在下一部分討論的，這增加了扼流圈中的功率耗散。較大的電感還會增加設計的尺寸、重量和成本。此外，它可能會向電路引入更高的寄生電容。因此，我們的目標是使用盡可能小的電感，但仍然足夠大以充分抑制交流分量。我們將在后面回到電感的話題。現(xiàn)在，讓我們先確定由扼流圈直流電阻引起的功率損失。理解非零扼流圈電阻的影響對于最佳運行的E類放大器，通過射頻扼流圈的直流電流（I0）與負載電流的幅度（IR）之間的關系由以下方程給出：
方程 1I0通過扼流圈的直流電阻流動會導致功率損失，由以下方程給出：
方程 2。其中RRFC是射頻扼流圈的直流電阻。通過結合方程1和方程2，我們得到了以下功率損失公式：
方程 3。與此同時，向負載傳遞的平均功率是：
方程 4。其中RL是放大器的負載電阻。結合方程3和方程4，我們可以找到PLoss與PL的比率：
方程 5。我們現(xiàn)在可以應用這個方程來確定當RRFC不等于零時E類放大器的效率。扼流圈的直流電阻如何影響效率？為了簡化問題，我們假設以下情況：扼流圈的直流電阻（RRFC）雖然不為零，但足夠小，不會影響I0或IR。扼流圈的直流電阻是影響放大器的唯一損耗機制。像我們之前檢查的開關損耗一樣，非零RRFC增加了從電源（Pcc）抽取的功率，但不會顯著影響傳遞到負載（PL）的功率。Pcc等于傳遞給負載的功率（PL）和在扼流圈中耗散的功率（PLoss）的總和：
方程 6。然后放大器的效率是：
方程 7。或者，如果我們考慮到方程5：
方程 8。讓我們將這個方程應用于一個示例問題。示例1：當扼流圈具有非零電阻時確定效率假設一個最佳運行的E類放大器使用了一個400微亨的射頻扼流圈，直流電阻為RRFC = 0.3歐姆。如果負載電阻是RL = 50歐姆，放大器的效率會是多少？假設非零扼流圈電阻是影響電路的唯一損耗機制。應用方程8，我們有：
方程 9。這個放大器的效率是99.7%。這比E類放大器的理論效率100%低，但差距不大。然而，我們增加直流電阻越多，放大器的效率就會越低。為了避免不必要地增加RRFC，我們希望使用所需的最小電感。確定需的電感在本節(jié)中，我們將計算通過射頻扼流圈的電流的峰峰值波動，并用它來確定E類設計所需的最小扼流圈電感。我們首先看看一個射頻周期內扼流圈電流的變化。圖2顯示了三條不同的曲線。從上到下，這些是：E類放大器開關中的電流。E類放大器開關上的電壓。具有有限感抗的射頻扼流圈中電流的近似值。請注意，實際的扼流圈電流波形與下面顯示的有所不同。盡管如此，這個近似波形允許我們推導出一個簡單但相當準確的方程，用于計算射頻扼流圈電流的波動。

圖2. 通過開關的電流（頂部）、開關上的電壓（中間）以及通過射頻扼流圈的電流（底部）。當開關接通時，圖1中的E類電路的集電極被接地（Vsw = 0），射頻扼流圈維持一個相對恒定的電壓Vcc。通過電感器的電流與跨其上的電壓的時間積分成正比。因此，對電感器施加恒定電壓會導致其電流線性增加。在開關接通狀態(tài)下，我們可以將通過射頻扼流圈的電流表示為：
方程 10。其中i0是一個積分常數(shù)，它考慮了開關接通瞬間通過電感器的初始電流。以50%的占空比，電流的峰值i1出現(xiàn)在t = T/2時：
方程 11。因此，峰峰值電流波動為：
方程 12。為了我們的分析，我們假設目標是保持ΔI低于扼流圈直流電流的十分之一。將這個限制應用于方程12得到：
方程 13。為了簡化這個方程，我們需要用Vcc表示I0：
方程 14。這個方程也可以在“解開E類功率放大器設計方程”中找到。結合方程13和方程14，我們得到：
方程 15。上述方程允許我們確定保持峰峰值電流變化在扼流圈直流電流的10%以下的最小電感。示例2：尋找最小扼流圈電感在之前的文章中，我們設計了圖3所示的E類放大器。它在1 MHz時向50 Ω負載提供1.66 W的功率。讓我們確定保持放大器扼流圈電流的峰峰值變化在其直流值的10%以下的所需最小扼流圈電感。

圖3. 我們在之前的文章中設計的E類放大器的電路圖。請注意，這個圖中的元件值是在零飽和電壓（Vsat = 0）和負載Q因子為10的情況下獲得的。應用方程15，我們有：

根據(jù)這個分析，射頻扼流圈必須至少有433微亨的電感，才能使放大器達到最佳性能。使用LTspice回顧E類放大器的運行為了評估上述分析的準確性，讓我們嘗試在LTspice中模擬我們的示例電路。我們將使用圖4中的LTspice電路圖。

圖4. 用于模擬圖3中E類放大器階段的LTspice電路圖。在上圖中，使用了理想開關來代替晶體管。.model語句為由電壓源V2控制的開關指定了以下參數(shù)：- 開啟電阻為0.1歐姆。- 關閉電阻為100兆歐姆。- 閾值電壓為0.5伏特。圖5顯示了該電路中模擬的開關電壓（Vsw）和扼流圈電流（IL1），同時還顯示了直流供電電壓（Vcc）。

圖5. LTspice電路中的開關電壓（藍色）、供電電壓（紅色）和射頻扼流圈電流（綠松色）。上圖中的藍色曲線代表了開關上的電壓。它幾乎完全符合我們期望的從最佳運行的E類階段得到的開關電壓波形，有一個區(qū)別：它沒有完全滿足零電壓開關條件。例如，在開關接通時（在t = 38微秒之前），電壓并不是0伏特，而是略微負值。這是一個相對較小的偏差，但你仍然可以考慮微調電路元件以實現(xiàn)最佳可能的性能。圖5中的綠松色曲線顯示了通過射頻扼流圈的電流。它與圖2中顯示的扼流圈電流波形有所不同。在那里，電流在開關接通狀態(tài)下上升，在關閉狀態(tài)下放電——這是我們帶入到推導出扼流圈最小電感的方程中的假設。在模擬波形中，開關的接通狀態(tài)對應于t = 38微秒和t = 38.5微秒之間的時間間隔。然而，模擬顯示電流在大約t = 37.87微秒開始上升，這是在開關接通之前的一段時間。即使在開關關閉后，電流繼續(xù)上升，直到大約t = 38.53微秒。簡而言之，與我們假設的電流在一個半周期內上升，在另一個半周期內放電相反，模擬顯示電流上升也發(fā)生在開關關閉半周期的一些部分。但為什么呢？為了回答這個問題，請注意，從t = 37.87微秒到t = 38.53微秒，Vsw低于Vcc。這導致扼流圈上的電壓為正。通過電感器的電流與跨其上的電壓的時間積分成正比，因此電流在這段時間間隔內通過扼流圈增加是合理的。最終結果是，我們在分析中發(fā)現(xiàn)的峰峰值電流波動略小于實際值。在模擬波形中，電流從140.33毫安變化到157.39毫安，平均值為I0 = 148.51毫安。因此，峰峰值是I0的11.5%，而不是我們預期的10%。盡管如此，方程15仍然是確定所需扼流圈電感的一個相當準確的方法。總結E類功率放大器以其高效率而聞名。然而，實際的E類放大器設計必須考慮元件的非理想性。正如我們在本文中看到的，放大器的射頻扼流圈的直流電阻會導致扼流圈本身的能量耗散，降低放大器的效率。此外，實際射頻扼流圈的有限感抗會導致電流波動，我們不能在不增加扼流圈電阻的情況下解決這個問題。因此，我們希望使用盡可能小的電感，同時仍然將交流分量抑制到必要的程度。在本系列的下一篇文章中，我們將學習如何調整放大器，以幫助我們在這些和其他非理想性的情況下實現(xiàn)最佳性能。這將是關于E類功率放大器的最后一篇文章，之后我們將討論F類操作。