盡管晶體管開關電路可以在無偏置電壓下工作，但模擬電路無偏置電壓工作卻是不常見的。少數例子之一是“TR One，單晶體管收音機”，即TR One的第9章，其中包含一個放大的AM（調幅）檢測器。請注意該電路中基極沒有偏置電阻。在本節(jié)中，我們將探討幾種基本偏置電路，這些電路可以設定選定的發(fā)射極電流IE。在給定所需的發(fā)射極電流IE時，需要哪些值的偏置電阻，如RB、RE等？

基極偏置電阻

最簡單的偏置方法是在基極和基極電源VBB之間連接一個基極偏置電阻。為了方便起見，可以使用現(xiàn)有的VCC電源而不是新的偏置電源。使用基極偏置的音頻放大級的一個例子是“單晶體管晶體收音機……”（即晶體收音機的第9章）。請注意從基極到電池端子的電阻。下面圖示顯示了類似的電路。請為包含電池、RB和晶體管上VBE二極管壓降的環(huán)路編寫KVL（基爾霍夫電壓定律）方程。請注意，我們使用VBB作為基極電源，即使它實際上是VCC。如果β值很大，我們可以近似認為IC=IE。對于硅晶體管，VBE≈0.7V。

基極偏置

硅小信號晶體管的β值通常在100到300的范圍內。

示例計算：

假設我們有一個β=100的晶體管，為了產生1mA的發(fā)射極電流，需要多大的基極偏置電阻值？我們可以通過求解IE基極偏置方程，將β、VBB、VBE和IE代入，得出RB的值為930kΩ。最接近的標準值是910kΩ。

使用910kΩ電阻時的發(fā)射極電流是多少？如果我們隨機得到一個β=300的晶體管，發(fā)射極電流又是多少？

使用標準值910kΩ電阻時，發(fā)射極電流的變化很小。然而，當β值從100變?yōu)?00時，發(fā)射極電流會增加三倍。這在功率放大器中是不可接受的，因為我們期望集電極電壓能夠在接近VCC和接近地之間擺動。但是，對于從微伏到約一伏的低電平信號，可以將偏置點設定在β為（100·300）的平方根的173處。盡管偏置點仍然會漂移相當大的量，但低電平信號不會被削波。

基極偏置不適用于功率放大器中使用的高發(fā)射極電流。基極偏置的發(fā)射極電流不是溫度穩(wěn)定的。

熱失控是由于高發(fā)射極電流導致溫度升高，進而導致發(fā)射極電流增加，進而進一步增加溫度的結果。

集電極反饋偏置

通過將基極偏置電阻的VBB端移至集電極（如下圖所示），可以減少由于溫度和β值變化而引起的偏置變化。如果發(fā)射極電流增加，則RC上的電壓降也會增加，導致VC降低，進而減少反饋回基極的IB。這反過來又會減少發(fā)射極電流，從而糾正了最初的增加。

請為包含電池、RC、RB和VBE壓降的環(huán)路編寫KVL方程。將IC≈IE和IB≈IE/β代入。解出IE得到IE CFB-bias方程。解出IB得到IB CFB-bias方程。

集電極偏置

示例計算：

為一個發(fā)射極電流為1mA、集電極負載電阻為4.7KΩ且β=100的晶體管，找出所需的集電極偏置電阻。并找出集電極電壓VC，它應該大致位于VCC和地之間的中點。

最接近460kΩ集電極偏置電阻的標準值是470kΩ。請找出使用470kΩ電阻時的發(fā)射極電流IE。并重新計算β=100和β=300時晶體管的發(fā)射極電流。

我們看到，當β值從100變化到300時，發(fā)射極電流從0.989mA增加到1.48mA。這比之前的基極偏置電路有所改進，后者在β值變化時，發(fā)射極電流從1.02mA增加到3.07mA。集電極反饋在β值變化方面的穩(wěn)定性是基極偏置的兩倍。

發(fā)射極偏置

在發(fā)射極電路中插入一個電阻RE（如下圖所示）會導致退化，也稱為負反饋。這可以抵消由于溫度變化、電阻容差、β值變化或電源容差引起的發(fā)射極電流IE的變化。典型的容差如下：電阻——5%，β值——100-300，電源——5%。為什么發(fā)射極電阻能夠穩(wěn)定電流的變化？RE上電壓降的極性是由集電極電池VCC決定的。電阻靠近(-)電池端的那端是(-)，靠近(+)端的那端是(+)。請注意，RE的(-)端通過VBB電池和RB連接到基極。RE中電流的任何增加都會增加施加到基極電路的負電壓的幅度，從而降低基極電流，進而降低發(fā)射極電流。這種發(fā)射極電流的降低部分補償了原始的增加。

發(fā)射極偏置

請注意，在上面的圖中，用于偏置基極的是基極偏置電池VBB，而不是VCC。稍后我們將證明，使用較低的基極偏置電池時，發(fā)射極偏置更為有效。同時，我們?yōu)榛鶚O-發(fā)射極電路環(huán)路編寫一個基爾霍夫電壓定律（KVL）方程，并注意組件上的極性。我們將IB≈IE/β代入并求解發(fā)射極電流IE。這個方程可以解出RB，即上面的圖所示的RB發(fā)射極偏置方程。

在應用RB發(fā)射極偏置和IE發(fā)射極偏置方程之前，我們需要為RC和RE選擇值。RC與集電極電源VCC和所需的集電極電流IC有關，我們假設IC大致等于發(fā)射極電流IE。

通常，VC的偏置點設置為VCC的一半。不過，也可以設置得更高一些，以補償發(fā)射極電阻RE上的電壓降。集電極電流是我們所需或選擇的任何值。它可能從微安到安培不等，具體取決于應用和晶體管的額定值。我們選擇IC = 1mA，這是小信號晶體管電路的典型值。

示例計算：

我們?yōu)镽C計算一個值，并選擇一個接近的標準值。發(fā)射極電阻通常是集電極負載電阻的10-50%，這樣通常可以很好地工作。

計算得出RB的阻值為883kΩ，我們選擇了接近的870kΩ。在β=100時，IE為1.01mA。

在β=300時，發(fā)射極電流如下表所示。

β=100和β=300時的發(fā)射極電流比較。

上表顯示，在VBB = 10V時，發(fā)射極偏置在穩(wěn)定發(fā)射極電流方面做得并不是很好。發(fā)射極偏置的示例比之前的基極偏置示例要好一些，但優(yōu)勢并不明顯。實現(xiàn)有效發(fā)射極偏置的關鍵是將基極電源VBB降低到更接近發(fā)射極偏置的量級。

簡單估算，發(fā)射極電流乘以發(fā)射極電阻為：IERE = (1mA)(470Ω) = 0.47V。此外，我們還需要克服VBE = 0.7V的壓降。因此，我們需要VBB > (0.47 + 0.7)V 或 > 1.17V。如果發(fā)射極電流發(fā)生偏離，這個數值將相對于固定的基極電源VBB發(fā)生變化，從而導致基極電流IB和發(fā)射極電流IE的校正。對于VB > 1.17V，一個合適的值是2V。

計算得出的基極電阻為83kΩ，遠低于之前的883kΩ。我們從標準值列表中選擇了82kΩ。使用82kΩ的RB時，β=100和β=300的發(fā)射極電流分別為：

將VBB=2V時，β=100和β=300的發(fā)射極偏置電路的發(fā)射極電流與下表中之前的偏置電路示例進行比較，我們可以看到在1.75mA時有了顯著的改善，盡管不如集電極反饋的1.48mA那么好。

β=100和β=300時的發(fā)射極電流比較。

為了改善發(fā)射極偏置的性能，可以增加發(fā)射極電阻RE，降低基極偏置電源VBB，或者兩者都進行。

作為示例，我們將發(fā)射極電阻加倍至最接近的標準值910Ω。

計算得出的RB = 39kΩ是一個標準值電阻。無需為β = 100重新計算IE。對于β = 300，IE是：

使用910Ω發(fā)射極電阻的發(fā)射極偏置電路的性能得到了顯著改善。請參見下表。

β=100和β=300時的發(fā)射極電流比較。

作為練習，我們重新設計了發(fā)射極偏置電路，將發(fā)射極電阻恢復為470Ω，并將基極偏置電源降低到1.5V。

33kΩ的基極電阻是一個標準值，β = 100時的發(fā)射極電流是合適的。β = 300時的發(fā)射極電流是：

下表將練習結果（1mA和1.38mA）與之前的示例進行了比較。

β=100和β=300時的發(fā)射極電流比較。

下圖中重復了發(fā)射極偏置方程，并為了更高的準確性包含了內部發(fā)射極電阻。內部發(fā)射極電阻是晶體管封裝內發(fā)射極電路中的電阻。當（外部）發(fā)射極電阻RE較小或甚至為零時，這個內部電阻rEE很重要。內部電阻REE的值是發(fā)射極電流IE的函數，如下表所示。

rEE的推導

作為參考，下圖中將26mV的近似值列為rEE的方程。

包含內部發(fā)射極電阻rEE的更精確的發(fā)射極偏置方程可以通過編寫KVL方程來推導?；蛘?，可以從之前的圖中的IE發(fā)射極偏置和RB發(fā)射極偏置方程開始，將RE替換為rEE+RE。結果分別是上面圖中的IE EB和RB EB方程。

重新計算之前發(fā)射極偏置示例中的RB，包含rEE，并比較結果。

在計算中包含rEE會導致基極電阻RB的值降低，如下表所示。RB的值低于標準值82kΩ電阻，而不是高于它。

包含rEE對計算RB的影響

發(fā)射極偏置的一個問題是，輸出信號的大部分會降落在發(fā)射極電阻RE上（如下圖所示）。這個發(fā)射極電阻上的電壓降與基極串聯(lián)，并且與輸入信號的極性相反。（這與增益小于1的共集電極配置類似。）這種退化會嚴重降低從基極到集電極的增益。對于交流信號放大器，解決方案是使用電容器旁路發(fā)射極電阻。由于電容器對交流信號是短路的，因此可以恢復交流增益。然而，直流發(fā)射極電流仍然會在發(fā)射極電阻上發(fā)生退化，從而穩(wěn)定直流電流。

需要旁路電容Cbypass來防止交流增益降低。

旁路電容的值取決于要放大的最低頻率。

對于射頻，Cbypass會很小。對于擴展到20Hz的音頻放大器，它將會很大。旁路電容的一個“經驗法則”是，其電抗應為發(fā)射極電阻的1/10或更小。電容器的設計應能夠容納要放大的最低頻率。覆蓋20Hz至20kHz的音頻放大器的電容器將是：

請注意，旁路電容不會旁路內部發(fā)射極電阻rEE。

穩(wěn)定的發(fā)射極偏置需要一個低電壓的基極偏置電源，如下圖所示。除了基極電源VBB之外，還可以選擇基于集電極電源VCC的電壓分壓器。

電壓分壓偏置使用電壓分壓器替換了基極電池。

設計技巧是先完成一個發(fā)射極偏置設計，然后利用戴維南定理將其轉換為電壓分壓偏置配置。[TK1]這些步驟在下圖中以圖形方式展示。繪制電壓分壓器時不分配具體值。將分壓器與基極分離。（晶體管的基極是負載。）應用戴維南定理以得出單個戴維南等效電阻Rth和電壓源Vth。

戴維南定理將電壓分壓器轉換為單個電源Vth和電阻Rth。

戴維南等效電阻是從負載點（箭頭）到電池（VCC）被降低到0（接地）時的電阻。換句話說，就是R1與R2并聯(lián)（R1||R2）。戴維南等效電壓是開路電壓（移除負載）。此計算通過電壓分壓比方法進行。通過從Rth和Vth的兩個方程中消去R2來得到R1。R1的方程是根據已知量Rth、Vth和Vcc得出的。請注意，Rth是發(fā)射極偏置設計中的偏置電阻RB。R2的方程是根據R1和Rth得出的。

將之前的發(fā)射極偏置示例轉換為電壓分壓偏置。

發(fā)射極偏置示例已轉換為電壓分壓偏置。

這些值之前是為發(fā)射極偏置示例選擇或計算的。

將VCC、VBB和RB代入，得到電壓分壓偏置配置中的R1和R2。

R1的標準值為220K。與38.8k最接近的標準值R2為39k。這不會改變IE到足以讓我們計算它的程度。示例問題1。計算下圖中共源共柵放大器中的偏置電阻。VB2是共射極級的偏置電壓。VB1是一個相當高的電壓，為11.5V，因為我們希望共基極級將發(fā)射極保持在11.5-0.7=10.8V，即大約11V。（考慮到RB1上的電壓降后，它將是10V。）即，共基極級是負載，代替共射極級集電極的電阻。我們希望發(fā)射極電流為1mA。

共源共柵放大器的偏置。

1. 將共源共柵放大器的基極偏置電阻轉換為由20V VCC驅動的電壓分壓偏置電阻。

2. 

3. 最終電路圖顯示在“實用模擬電路”一章的“A類共源共柵放大器...”部分，第9章，共源共柵放大器。

4. 復習：

5. 請參考下圖。

6. 選擇偏置電路配置

7. 為預期應用選擇RC和IE。RC和IE的值通常應將集電極電壓VC設置為VCC的一半。

8. 計算基極電阻RB以實現(xiàn)所需的發(fā)射極電流。

9. 如果需要使用標準值電阻，請重新計算發(fā)射極電流IE。

10. 對于電壓分壓偏置，首先進行發(fā)射極偏置計算，然后確定R1和R2。

11. 對于交流放大器，與RE并聯(lián)的旁路電容可提高交流增益。將XC設置為≤0.10RE，以適用于最低頻率。