1.前言

1978 年，當 Cecil Deisch 研究推挽式轉換器時，他面臨一個問題，即如何平衡變壓器中的磁通并防止磁芯因脈寬調制 (PWM) 波形略微不對稱而導致飽和。他想出了一個解決方案，即在電壓回路中增加一個內部電流回路，并在開關電流達到可調閾值時讓開關關閉。這就是峰值電流模式控制的起源。

從那時起，峰值電流模式控制技術被廣泛應用于 PWM 轉換器。與傳統(tǒng)的電壓模式控制相比，峰值電流模式控制帶來了許多優(yōu)勢。例如，它將系統(tǒng)從二階變?yōu)橐浑A，簡化了補償設計并實現了具有更好負載瞬態(tài)響應的高環(huán)路帶寬。其他優(yōu)勢包括固有的輸入電壓前饋和出色的線路瞬態(tài)響應、固有的逐周期電流保護、在大電流多相設計中輕松準確的電流共享。

然而，對于電感-電感-電容 (LLC) 轉換器，峰值電流模式控制變得不可行。原因很明顯：因為 LLC 中的諧振電流是正弦的，所以當開關關斷時電流不在其峰值。在峰值電流瞬間關閉開關將導致占空比遠離 LLC 所需的 50%。

因此，雖然峰值電流模式控制已廣泛用于其他拓撲，但電壓模式控制在 LLC 應用中仍占主導地位。電源工程師在享受 LLC 的高效率的同時，也會體驗到傳統(tǒng)電壓環(huán)路控制帶來的不良瞬態(tài)性能。由于 LLC 是一個高度非線性系統(tǒng)，其特性隨運行條件而變化。因此，設計優(yōu)化的補償非常困難，環(huán)路帶寬通常是有限的，負載/線路瞬態(tài)響應可能無法滿足嚴格的規(guī)范。

2.LLC 中采用峰值電流模式控制

有沒有辦法在 LLC 中采用峰值電流模式控制？讓我們仔細看看峰值電流模式控制在 PWM 轉換器中是如何工作的。在 PWM 轉換器中，通常通過電流互感器 (CT) 感測開關電流，然后將其與閾值進行比較以確定 PWM 關斷時刻。CT輸出為鋸齒波，輸入電量與鋸齒波的大小成正比。這意味著我們實際上是在控制進入功率級的電量。由于輸入電量代表輸入功率，輸入功率等于輸出功率（假設效率為100%），峰值電流模式通過控制每個開關周期有多少電量進入功率級來控制輸出功率。

那么我們可以在 LLC 中使用相同的概念嗎？答案是肯定的。一種直觀的方法是在每個半開關周期對輸入電流進行積分，這可以通過將 CT 輸出連接到一個電容器來完成，其中電容器電壓代表輸入電流的積分。幸運的是，LLC 電路中已經有一個集成電路。在 LLC 中，當頂部開關打開時，輸入電流為諧振電容充電，導致諧振電容電壓升高。這半個周期內的電壓變化代表充電到諧振電容器的凈輸入電流。通過控制諧振電容器上的電壓變化，我們可以控制有多少輸入功率進入諧振回路，從而控制輸出功率。

UCC256301 通過一種稱為混合遲滯控制 (HHC) 的新型控制方案采用了這種充電控制概念，該方案結合了充電控制和傳統(tǒng)頻率控制——它是帶有附加頻率補償斜坡的充電控制，就像傳統(tǒng)的峰值電流模式控制一樣斜率補償。

圖 1 顯示了 HHC 的詳細信息。還是有電壓回路；然而，它的輸出不是設置開關頻率，而是設置比較器閾值 VTH 和 VTL。電容器分壓器（圖 1 中的 C1 和 C2）檢測諧振電容器電壓，內部電流源 (ICOMP) 對電容器充電（當高端柵極開啟時）或放電（當低端柵極開啟時）電容器分隔線。將檢測到的電壓信號 (VCR) 與 VTH 和 VTL 進行比較可確定柵極驅動波形。

圖 1：UCC256301 中的 HHC

圖 2 顯示了如何生成柵極波形。當 VCR 低于 VTL 時，關閉低邊門；經過一些死區(qū)時間后，打開高端門。當 VCR 達到 VTH 時，關閉高端柵極；死區(qū)時間過后，打開低側柵極。

圖 2：UCC256301 中的柵極波形

就像 PWM 轉換器中的峰值電流模式控制一樣，UCC256301 中的 HHC 通過將 LLC 功率級更改為單極系統(tǒng)，從而簡化了補償設計并實現了更高的帶寬，從而提供了出色的瞬態(tài)性能。

圖 3 和圖 4 分別比較了負載瞬態(tài)響應與 HHC 和傳統(tǒng)電壓模式控制。在負載瞬態(tài)相同的情況下，電壓偏差比傳統(tǒng)的電壓模式控制小得多。  

圖 3：具有 HHC 控制的負載瞬變

憑借如此卓越的瞬態(tài)性能，我們可以在滿足給定電壓調節(jié)要求的同時降低輸出電容，從而減少物料清單數量并縮小解決方案尺寸。