雙管反激式拓撲：應對未來SMPS設計挑戰(zhàn)的創(chuàng)新解決方案
摘要
開關電源(SMPS)設計人員面臨著空間有限、滿足國際能源標準以及需要提供易于設計的解決方案的挑戰(zhàn)。綜合考慮易于設計、不同負載下的功耗以及效率等因素，雙開關管準諧振(QR)反激拓撲和次級同步整流是滿足未來能源法規(guī)的理想方案，可提供優(yōu)良的總體效率，在輕負載下保持較低功耗，同時易于設計。這里使用一個90W原型電源來驗證所建議拓撲的有效性。
I. 介紹
由于對環(huán)境問題的關注持續(xù)增加，這些年來高效率、低待機功耗的電源設計一直引人注目。近年來，業(yè)界使用軟開關和諧振轉換拓撲來應對高效率的挑戰(zhàn)。然而，未來的低功耗、低成本和易于設計及制造方面的要求給目前的諧振拓撲帶來巨大挑戰(zhàn)。本文旨在介紹新的雙開關管準諧振反激式轉換器拓撲的工作原理和優(yōu)點，并且使用一個90W的電源設計進行演示。該電源滿足高效率(> 90%)和小體積(60mm x 95 mm x 16.5mm)的要求，同時滿足2013 ErP的節(jié)能要求(0.25W負載條件下待機功耗<0.5W)。
根據雙管反激拓撲的優(yōu)勢，它可能成為滿足未來筆記本電腦適配器、LED電視電源、LED照明驅動器、一體型PC電源和大功率充電器要求的潛力巨大的解決方案。
A. 雙管反激拓撲的特性
1. 高效率：
l DC到DC級：泄漏電感能量的再利用以及在接近ZVS工作
l PFC級：雙電平PFC輸出，改善低壓輸入效率
2. 無負載和輕負載效率：
l 節(jié)能：滿足2013 ErP的節(jié)能要求：0.25W負載條件下待機功耗低于0.5W。
l 深度擴展的谷值開關(valley switching)帶來出色的輕負載效率。
3. 功率開關電壓鉗位在VIN，并且能夠使用小于500V的MOSFET。
4. 無緩沖電路和損耗，發(fā)熱問題很少。
5. 可以使用薄型變壓器和高頻設計，適用于超薄型設計。
6. 易于設計和制造。
B.系統(tǒng)框圖
圖1 簡化的系統(tǒng)框圖
圖中文字：AC輸入、升壓轉換器、雙管反激式轉換器、同步整流器
圖1所示為雙管反激式拓撲的簡化系統(tǒng)框圖，主要包含三級：PFC級、PWM級以及同步整流(SR)級，該方案使用三個飛兆半導體IC來實現。
- FAN6920：臨界導通模式 (CRM) PFC和準諧振PWM組合IC
- FAN7382：高側驅動器IC
- FAN6204：同步整流控制器
下面介紹工作原理和解決方案的優(yōu)勢
在PFC級中使用CRM PFC來提高進入PWM級的輸出電壓。在小于200W的功率范圍內，首選CRM PFC，因其具有零電流開關和零二極管反向恢復損耗的優(yōu)點。此外，FAN6920具有兩級PFC輸出電平，這樣可以在低AC輸入期間使用更低的PFC輸出電平，以提高低壓輸入效率。
在PWM級中有兩個功率開關管來控制能量輸送時間，它們的開/關定時順序是一致的，控制信號由PFC/PWM組合控制器發(fā)出[1] [2]。還使用了兩個能夠鉗位PWM開關管的最高額定電壓的循環(huán)二極管，它還能夠再利用泄漏電感能量，以提高系統(tǒng)效率。這樣可以省去主緩沖器，簡化電路并降低系統(tǒng)成本。此外，該級采用準諧振模式工作，能夠保持PWM開關管在最小漏-源電壓導通，這樣可在PWM級減少大量的開關損耗。另一方面，這種拓撲具有更寬的輸入電壓(PFC輸出電壓)范圍，因此，調整PFC輸出電壓有益于改善PFC級的效率。
在整流級使用一個整流二極管來傳導和整流輸出電流，然后生成一個至負載的直流輸出電壓。然而，整流二極管正向導通時會產生正向電壓降，該電壓降造成了整流損耗并嚴重影響總體效率。為了進一步減小這種損耗以及由此而產生的發(fā)熱問題，選擇使用一種低導通阻抗(RDS-ON) MOSFET作為有源器件——同步整流器(SR)來完成整流?？梢酝ㄟ^SR控制器(例如FAN6204 [3])來完成同步整流MOSFET的驅動和控制。
II. 雙管反激拓撲—— 基本工作原理和設計要點
A. PFC級
如前所述，PFC級工作于臨界導通模式，因而開關頻率會隨輸出負載的變化而改變。在大負載下，頻率降低，而輕負載條件下頻率變高。因此，PFC開關管的開關損耗成為整個系統(tǒng)的關鍵因素，尤其是在輕負載條件下。參看圖2，當PFC開關管斷開時，PFC開關管的漏極電壓升高，該電壓被鉗位在PFC輸出電壓，直至升壓電感器電流耗盡。
圖2 PFC功率開關管的主要波形
在電感電流泄放至零時，圖2中仍然能夠看到工作波形，這時PFC開關管的漏極電壓開始共振并降低，在達到最低值時，PFC控制器可以使PFC開關管導通，然后再開始一個新的開關周期。如果PFC輸出電壓設置為低，輸入電壓亦處于低電平。如果滿足如下等式(1)，PFC開關管能夠在非常低的漏極電壓或者達到ZVS時導通。這對于改善PFC級的效率是非常有益的。
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圖3是不同的PFC輸出電壓設置下得出的PFC級效率。由于開關頻率高，通過設置較低的輸出電壓，可以改善輕負載期間的PFC級的開關效率。在圖3中可以清楚地看到20W輸出功率的結果：通過降低PFC輸出電壓，可以得到超過4%的效率提升。
圖3 115VAC下不同PFC輸出電壓下PFC級的效率比較
B. PWM級
在本文的PWM級中，使用雙管反激轉換器作為主DC/DC轉換器，在適配器中產生穩(wěn)定的直流輸出電壓。圖4(A)和(B)所示為該轉換器的簡化線路及其詳細的關鍵波形圖。通過使用準諧振控制器(例如：FAN6920 [1])，可以在最低的漏源電平來導通PWM開關管，因為當PWM變壓器電流泄放至零，PWM開關管的漏 – 源電容與變壓器電感發(fā)生諧振，開關的漏 – 源電壓諧振并降低?？刂破鳈z測到電壓達到谷底，則將PWM開關管導通。在PWM開關管斷開過程中，漏 – 源電壓為次級繞組的反射加輸入電壓，如下式表示：
(A) 雙管反激
(B) 雙管反激的主要波形圖
參見圖4 (C)，在斷開周期的開始，變壓器的漏感在PWM開關上產生電壓峰值，使漏極電壓升至VIN電壓，然后鉗位在該電平。因此，在PWM開關管導通過程中儲存的漏感能量可以通過兩個途徑釋放。一是釋放給PWM漏 – 源電容，進行充電并由該電壓將漏極電壓提高至VIN( 參見等式2)。通過兩個循環(huán)二極管D1和D2釋放和循環(huán)至VIN。所以變壓器的匝數比和VIN電平(PFC輸出電壓)會影響循環(huán)周期和百分比。
(C) PWM開關管斷開時放大的波形圖
圖4 雙管反激轉換器及其主要波形圖
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C. PWM變壓器的匝數比考慮因素
比較不同的匝數比并觀察其對PWM級的影響情況。圖5 (A)和(B)為不同匝數比(N=11和12)情況下，低側PWM開關管的漏 – 源電壓測量波形。
圖5 (A)和(B)中存在幾種不同的系統(tǒng)表現情況。設置更高的匝數比可以獲得更多的深谷底切換，這有利于減小PWM開關管的損耗。另一點就是提高匝數比可以使得循環(huán)周期變得更長。測量的波形存在著明顯的不同。匝數比越高，可以循環(huán)利用更多的漏感能量，而不是將能量浪費在為PWM開關管的漏 – 源電容充電。圖5(C) 顯示不同匝數比情況下流過二極管D1和D2的循環(huán)電流。
(A) 匝數比=11
(B) 匝數比=12
(C) 匝數比為11和12時的循環(huán)電流。
圖5 雙管反激拓撲的測量波形
另一點，提高匝數比后，次級均方根電流會增大。根據各種應用情況，應予以考慮并在PWM開關管損耗和次級整流損耗之間進行優(yōu)化。
由于循環(huán)二極管的問題，這種PWM拓撲的使用存在一些局限。在PWM開關管斷開期間，主繞組上的電壓被鉗位在VIN。如果次級繞組電壓低于輸出電壓目標值(VIN/N < VO)，輸出電壓將下降并鉗位在VIN/N，在關斷周期內，儲存在變壓器內的大部分能量釋放至VIN。這樣，在VIN電壓被充電恢復至高于N×VO之前，會引起輸出電壓失控的情況。所以在PWM開關管的關斷周期內，要使VLP電壓小于VIN電壓(不含電壓峰值)。
D. PWM級綠色工作模式
“能源之星”外置電源(ENERGY STAR EPS)2.0版已經發(fā)布，并已在2008年11月生效。表1給出了能源之星對不同額定功率的詳細規(guī)定。為了滿足要求，多年前就已經開發(fā)和使用綠色工作模式。尤其是反激轉換器，這是一種受歡迎的拓撲，在消費產品電源和小于100W的電源中得到廣泛應用。對于反激轉換器，綠色工作模式能夠有效降低控制器的工作電流、系統(tǒng)功耗并改善輕負載效率。然而，雙管反激轉換器也能夠利用這些綠色技術使系統(tǒng)受益。
表 1 無負載條件下的能耗標準 (EPS v2.0)
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標稱輸出功率 (Pno) |
無負載條件下的最大功率 |
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Ac-Ac (EPS v2.0) |
Ac-Dc (EPS v2.0) |
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0 至 < 50 W |
≦ 0.5 W |
≦ 0.3 W |
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≧50 至 ≦ 250 W |
≦ 0.5 W |
≦ 0.5 W |
圖6 反饋電壓(VFB) 對比TOFF-MIN的曲線
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I. 整流級
比較肖特基二極管(FYP2006DN) [4] 和MOSFET (FDP5800) [5]，在相同的導通電流下，可計算出大約有0.6V左右的正向電壓差異(參見圖7和圖8)。因為正向電壓降取決于它的導通電流，由于整流二極管是無源元件，很容易在電源系統(tǒng)中實現，而同步整流則需要額外的定時驅動線路。
圖7 肖特基二極管的特性曲線(FYP2006DN，左)和漏極電流對比源 - 漏導通電阻RDS(ON). (FDP5800，右)的曲線
III. 實驗：90W/19V小型適配器
選擇一種90W/19V小型適配器(參見圖10)進行實驗，驗證可行性并顯示性能。如表2所示，采用綠色工作模式，能夠滿足能源之星EPS 2.0版本(ENERGY STAR EPS version 2.0)的無負載功耗要求，輸入功率低于200mW。此外，圖11和圖12是90W雙管QR反激和90W單開關管QR反激拓撲之間的效率比較，雙管QR反激的效率高于單開關管QR反激的效率，平均效率超過90%(包含輸出電纜)。
圖10 一種90W/19V小型適配器
表 2 無負載和輕負載條件下的功耗 (90W/19V)
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交流輸入電壓 |
無負載條件下的最大輸入功率 |
Po=0.25W |
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115VAC |
0.186W |
0.482 |
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230VAC |
0.195W |
0.486 |
圖11 雙管準諧振反激和單管準諧振反激之間的效率比較(90W/19V小型適配器，包含輸出電纜AWG18-1.2m)
IV. 結論
與單開關管反激拓撲相比，雙管反激拓撲的效率優(yōu)于單開關管反激，初級端開關管處的電壓應力小，沒有緩沖電路。相比LLC拓撲，雙管反激拓撲易于設計并便于量產，設計時間更短并且在輕負載條件下具有更高的效率。雙管準諧振反激拓撲具有低待機功耗，有助于整個系統(tǒng)通過EuP 2.0規(guī)范(待機功耗<0.5W)。所以，雙管準諧振反激拓撲是未來高效率、小體積應用的理想解決方案。
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