雙管反激式拓?fù)洌簯?yīng)對未來SMPS設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)的創(chuàng)新解決方案
摘要
開關(guān)電源(SMPS)設(shè)計(jì)人員面臨著空間有限、滿足國際能源標(biāo)準(zhǔn)以及需要提供易于設(shè)計(jì)的解決方案的挑戰(zhàn)。綜合考慮易于設(shè)計(jì)、不同負(fù)載下的功耗以及效率等因素，雙開關(guān)管準(zhǔn)諧振(QR)反激拓?fù)浜痛渭壨秸魇菨M足未來能源法規(guī)的理想方案，可提供優(yōu)良的總體效率，在輕負(fù)載下保持較低功耗，同時易于設(shè)計(jì)。這里使用一個90W原型電源來驗(yàn)證所建議拓?fù)涞挠行浴?/p>
I. 介紹
由于對環(huán)境問題的關(guān)注持續(xù)增加，這些年來高效率、低待機(jī)功耗的電源設(shè)計(jì)一直引人注目。近年來，業(yè)界使用軟開關(guān)和諧振轉(zhuǎn)換拓?fù)鋪響?yīng)對高效率的挑戰(zhàn)。然而，未來的低功耗、低成本和易于設(shè)計(jì)及制造方面的要求給目前的諧振拓?fù)鋷砭薮筇魬?zhàn)。本文旨在介紹新的雙開關(guān)管準(zhǔn)諧振反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞墓ぷ髟砗蛢?yōu)點(diǎn)，并且使用一個90W的電源設(shè)計(jì)進(jìn)行演示。該電源滿足高效率(> 90%)和小體積(60mm x 95 mm x 16.5mm)的要求，同時滿足2013 ErP的節(jié)能要求(0.25W負(fù)載條件下待機(jī)功耗<0.5W)。
根據(jù)雙管反激拓?fù)涞膬?yōu)勢，它可能成為滿足未來筆記本電腦適配器、LED電視電源、LED照明驅(qū)動器、一體型PC電源和大功率充電器要求的潛力巨大的解決方案。
A. 雙管反激拓?fù)涞奶匦?/strong>
1. 高效率：
l DC到DC級：泄漏電感能量的再利用以及在接近ZVS工作
l PFC級：雙電平PFC輸出，改善低壓輸入效率
2. 無負(fù)載和輕負(fù)載效率：
l 節(jié)能：滿足2013 ErP的節(jié)能要求：0.25W負(fù)載條件下待機(jī)功耗低于0.5W。
l 深度擴(kuò)展的谷值開關(guān)(valley switching)帶來出色的輕負(fù)載效率。
3. 功率開關(guān)電壓鉗位在VIN，并且能夠使用小于500V的MOSFET。
4. 無緩沖電路和損耗，發(fā)熱問題很少。
5. 可以使用薄型變壓器和高頻設(shè)計(jì)，適用于超薄型設(shè)計(jì)。
6. 易于設(shè)計(jì)和制造。
B.系統(tǒng)框圖
圖1 簡化的系統(tǒng)框圖
圖中文字：AC輸入、升壓轉(zhuǎn)換器、雙管反激式轉(zhuǎn)換器、同步整流器
圖1所示為雙管反激式拓?fù)?/strong>的簡化系統(tǒng)框圖，主要包含三級：PFC級、PWM級以及同步整流(SR)級，該方案使用三個飛兆半導(dǎo)體IC來實(shí)現(xiàn)。
- FAN6920：臨界導(dǎo)通模式 (CRM) PFC和準(zhǔn)諧振PWM組合IC
- FAN7382：高側(cè)驅(qū)動器IC
- FAN6204：同步整流控制器
下面介紹工作原理和解決方案的優(yōu)勢
在PFC級中使用CRM PFC來提高進(jìn)入PWM級的輸出電壓。在小于200W的功率范圍內(nèi)，首選CRM PFC，因其具有零電流開關(guān)和零二極管反向恢復(fù)損耗的優(yōu)點(diǎn)。此外，F(xiàn)AN6920具有兩級PFC輸出電平，這樣可以在低AC輸入期間使用更低的PFC輸出電平，以提高低壓輸入效率。
在PWM級中有兩個功率開關(guān)管來控制能量輸送時間，它們的開/關(guān)定時順序是一致的，控制信號由PFC/PWM組合控制器發(fā)出[1] [2]。還使用了兩個能夠鉗位PWM開關(guān)管的最高額定電壓的循環(huán)二極管，它還能夠再利用泄漏電感能量，以提高系統(tǒng)效率。這樣可以省去主緩沖器，簡化電路并降低系統(tǒng)成本。此外，該級采用準(zhǔn)諧振模式工作，能夠保持PWM開關(guān)管在最小漏-源電壓導(dǎo)通，這樣可在PWM級減少大量的開關(guān)損耗。另一方面，這種拓?fù)渚哂懈鼘挼妮斎腚妷?PFC輸出電壓)范圍，因此，調(diào)整PFC輸出電壓有益于改善PFC級的效率。
在整流級使用一個整流二極管來傳導(dǎo)和整流輸出電流，然后生成一個至負(fù)載的直流輸出電壓。然而，整流二極管正向?qū)〞r會產(chǎn)生正向電壓降，該電壓降造成了整流損耗并嚴(yán)重影響總體效率。為了進(jìn)一步減小這種損耗以及由此而產(chǎn)生的發(fā)熱問題，選擇使用一種低導(dǎo)通阻抗(RDS-ON) MOSFET作為有源器件——同步整流器(SR)來完成整流?？梢酝ㄟ^SR控制器(例如FAN6204 [3])來完成同步整流MOSFET的驅(qū)動和控制。
II. 雙管反激拓?fù)?mdash;— 基本工作原理和設(shè)計(jì)要點(diǎn)
A. PFC級
如前所述，PFC級工作于臨界導(dǎo)通模式，因而開關(guān)頻率會隨輸出負(fù)載的變化而改變。在大負(fù)載下，頻率降低，而輕負(fù)載條件下頻率變高。因此，PFC開關(guān)管的開關(guān)損耗成為整個系統(tǒng)的關(guān)鍵因素，尤其是在輕負(fù)載條件下。參看圖2，當(dāng)PFC開關(guān)管斷開時，PFC開關(guān)管的漏極電壓升高，該電壓被鉗位在PFC輸出電壓，直至升壓電感器電流耗盡。
圖2 PFC功率開關(guān)管的主要波形
在電感電流泄放至零時，圖2中仍然能夠看到工作波形，這時PFC開關(guān)管的漏極電壓開始共振并降低，在達(dá)到最低值時，PFC控制器可以使PFC開關(guān)管導(dǎo)通，然后再開始一個新的開關(guān)周期。如果PFC輸出電壓設(shè)置為低，輸入電壓亦處于低電平。如果滿足如下等式(1)，PFC開關(guān)管能夠在非常低的漏極電壓或者達(dá)到ZVS時導(dǎo)通。這對于改善PFC級的效率是非常有益的。
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圖3是不同的PFC輸出電壓設(shè)置下得出的PFC級效率。由于開關(guān)頻率高，通過設(shè)置較低的輸出電壓，可以改善輕負(fù)載期間的PFC級的開關(guān)效率。在圖3中可以清楚地看到20W輸出功率的結(jié)果：通過降低PFC輸出電壓，可以得到超過4%的效率提升。
圖3 115VAC下不同PFC輸出電壓下PFC級的效率比較
B. PWM級
在本文的PWM級中，使用雙管反激轉(zhuǎn)換器作為主DC/DC轉(zhuǎn)換器，在適配器中產(chǎn)生穩(wěn)定的直流輸出電壓。圖4(A)和(B)所示為該轉(zhuǎn)換器的簡化線路及其詳細(xì)的關(guān)鍵波形圖。通過使用準(zhǔn)諧振控制器(例如：FAN6920 [1])，可以在最低的漏源電平來導(dǎo)通PWM開關(guān)管，因?yàn)楫?dāng)PWM變壓器電流泄放至零，PWM開關(guān)管的漏 – 源電容與變壓器電感發(fā)生諧振，開關(guān)的漏 – 源電壓諧振并降低?？刂破鳈z測到電壓達(dá)到谷底，則將PWM開關(guān)管導(dǎo)通。在PWM開關(guān)管斷開過程中，漏 – 源電壓為次級繞組的反射加輸入電壓，如下式表示：
(A) 雙管反激
(B) 雙管反激的主要波形圖
參見圖4 (C)，在斷開周期的開始，變壓器的漏感在PWM開關(guān)上產(chǎn)生電壓峰值，使漏極電壓升至VIN電壓，然后鉗位在該電平。因此，在PWM開關(guān)管導(dǎo)通過程中儲存的漏感能量可以通過兩個途徑釋放。一是釋放給PWM漏 – 源電容，進(jìn)行充電并由該電壓將漏極電壓提高至VIN( 參見等式2)。通過兩個循環(huán)二極管D1和D2釋放和循環(huán)至VIN。所以變壓器的匝數(shù)比和VIN電平(PFC輸出電壓)會影響循環(huán)周期和百分比。
(C) PWM開關(guān)管斷開時放大的波形圖
圖4 雙管反激轉(zhuǎn)換器及其主要波形圖
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C. PWM變壓器的匝數(shù)比考慮因素
比較不同的匝數(shù)比并觀察其對PWM級的影響情況。圖5 (A)和(B)為不同匝數(shù)比(N=11和12)情況下，低側(cè)PWM開關(guān)管的漏 – 源電壓測量波形。
圖5 (A)和(B)中存在幾種不同的系統(tǒng)表現(xiàn)情況。設(shè)置更高的匝數(shù)比可以獲得更多的深谷底切換，這有利于減小PWM開關(guān)管的損耗。另一點(diǎn)就是提高匝數(shù)比可以使得循環(huán)周期變得更長。測量的波形存在著明顯的不同。匝數(shù)比越高，可以循環(huán)利用更多的漏感能量，而不是將能量浪費(fèi)在為PWM開關(guān)管的漏 – 源電容充電。圖5(C) 顯示不同匝數(shù)比情況下流過二極管D1和D2的循環(huán)電流。
(A) 匝數(shù)比=11
(B) 匝數(shù)比=12
(C) 匝數(shù)比為11和12時的循環(huán)電流。
圖5 雙管反激拓?fù)涞臏y量波形
另一點(diǎn)，提高匝數(shù)比后，次級均方根電流會增大。根據(jù)各種應(yīng)用情況，應(yīng)予以考慮并在PWM開關(guān)管損耗和次級整流損耗之間進(jìn)行優(yōu)化。
由于循環(huán)二極管的問題，這種PWM拓?fù)涞氖褂么嬖谝恍┚窒?。在PWM開關(guān)管斷開期間，主繞組上的電壓被鉗位在VIN。如果次級繞組電壓低于輸出電壓目標(biāo)值(VIN/N < VO)，輸出電壓將下降并鉗位在VIN/N，在關(guān)斷周期內(nèi)，儲存在變壓器內(nèi)的大部分能量釋放至VIN。這樣，在VIN電壓被充電恢復(fù)至高于N×VO之前，會引起輸出電壓失控的情況。所以在PWM開關(guān)管的關(guān)斷周期內(nèi)，要使VLP電壓小于VIN電壓(不含電壓峰值)。
D. PWM級綠色工作模式
“能源之星”外置電源(ENERGY STAR EPS)2.0版已經(jīng)發(fā)布，并已在2008年11月生效。表1給出了能源之星對不同額定功率的詳細(xì)規(guī)定。為了滿足要求，多年前就已經(jīng)開發(fā)和使用綠色工作模式。尤其是反激轉(zhuǎn)換器，這是一種受歡迎的拓?fù)洌谙M(fèi)產(chǎn)品電源和小于100W的電源中得到廣泛應(yīng)用。對于反激轉(zhuǎn)換器，綠色工作模式能夠有效降低控制器的工作電流、系統(tǒng)功耗并改善輕負(fù)載效率。然而，雙管反激轉(zhuǎn)換器也能夠利用這些綠色技術(shù)使系統(tǒng)受益。
表 1 無負(fù)載條件下的能耗標(biāo)準(zhǔn) (EPS v2.0)
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標(biāo)稱輸出功率 (Pno) |
無負(fù)載條件下的最大功率 |
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Ac-Ac (EPS v2.0) |
Ac-Dc (EPS v2.0) |
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0 至 < 50 W |
≦ 0.5 W |
≦ 0.3 W |
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≧50 至 ≦ 250 W |
≦ 0.5 W |
≦ 0.5 W |
圖6 反饋電壓(VFB) 對比TOFF-MIN的曲線
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I. 整流級
比較肖特基二極管(FYP2006DN) [4] 和MOSFET (FDP5800) [5]，在相同的導(dǎo)通電流下，可計(jì)算出大約有0.6V左右的正向電壓差異(參見圖7和圖8)。因?yàn)檎螂妷航等Q于它的導(dǎo)通電流，由于整流二極管是無源元件，很容易在電源系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)，而同步整流則需要額外的定時驅(qū)動線路。
圖7 肖特基二極管的特性曲線(FYP2006DN，左)和漏極電流對比源 - 漏導(dǎo)通電阻RDS(ON). (FDP5800，右)的曲線
III. 實(shí)驗(yàn)：90W/19V小型適配器
選擇一種90W/19V小型適配器(參見圖10)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證可行性并顯示性能。如表2所示，采用綠色工作模式，能夠滿足能源之星EPS 2.0版本(ENERGY STAR EPS version 2.0)的無負(fù)載功耗要求，輸入功率低于200mW。此外，圖11和圖12是90W雙管QR反激和90W單開關(guān)管QR反激拓?fù)渲g的效率比較，雙管QR反激的效率高于單開關(guān)管QR反激的效率，平均效率超過90%(包含輸出電纜)。
圖10 一種90W/19V小型適配器
表 2 無負(fù)載和輕負(fù)載條件下的功耗 (90W/19V)
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交流輸入電壓 |
無負(fù)載條件下的最大輸入功率 |
Po=0.25W |
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115VAC |
0.186W |
0.482 |
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230VAC |
0.195W |
0.486 |
圖11 雙管準(zhǔn)諧振反激和單管準(zhǔn)諧振反激之間的效率比較(90W/19V小型適配器，包含輸出電纜AWG18-1.2m)
IV. 結(jié)論
與單開關(guān)管反激拓?fù)湎啾龋p管反激拓?fù)涞男蕛?yōu)于單開關(guān)管反激，初級端開關(guān)管處的電壓應(yīng)力小，沒有緩沖電路。相比LLC拓?fù)洌p管反激拓?fù)湟子谠O(shè)計(jì)并便于量產(chǎn)，設(shè)計(jì)時間更短并且在輕負(fù)載條件下具有更高的效率。雙管準(zhǔn)諧振反激拓?fù)渚哂械痛龣C(jī)功耗，有助于整個系統(tǒng)通過EuP 2.0規(guī)范(待機(jī)功耗<0.5W)。所以，雙管準(zhǔn)諧振反激拓?fù)涫俏磥砀咝?、小體積應(yīng)用的理想解決方案。
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