一種準(zhǔn)確地預(yù)測由泄漏電流引起的 PLL 基準(zhǔn)雜散噪聲之簡單方法
圖 3 顯示了 2.1GHz LO 信號的頻譜。fPFD 為 1MHz (N=2100)，基準(zhǔn)時(shí)鐘頻率為 10MHz (R = 10)。環(huán)路帶寬為 40kHz。值得一提的是，由于采用了凌力爾特公司超低噪聲和雜散的 PLL IC LTC6945，所以這里測得了世界級的雜散噪聲電平。
圖 3：采用凌力爾特公司的 LTC6945 PLL IC 和 RFMD 公司的 UMX-586-D16-G VCO，于 2100MHz LO 信號和 1MHz fPFD 時(shí)產(chǎn)生的基準(zhǔn)雜散
產(chǎn)生基準(zhǔn)雜散的原因
在穩(wěn)態(tài)操作中 PLL 被鎖定，而且從理論上講，在每個(gè) PFD 周期中不再需要占用圖 1 示出的 ICP_UP 和 ICP_DN 電流源。然而，這么做將在環(huán)路響應(yīng)中產(chǎn)生一個(gè)“死區(qū)”，因?yàn)樵谛⌒盘柇h(huán)路增益 (實(shí)際上是一個(gè)開環(huán)) 中存在顯著的下降。該死區(qū)通過強(qiáng)制 ICP_UP 和 ICP_DN 在每個(gè) PFD 周期中產(chǎn)生極窄的脈沖來消除。此類脈沖通常被稱為防反沖脈沖。這會(huì)在 fPFD 及其諧波處的 VCO 調(diào)諧電壓上產(chǎn)生能量分量。因?yàn)檫@些頻率在正確設(shè)計(jì)的 PLL 環(huán)路帶寬之外，所以負(fù)反饋無法抵消這些脈沖。然后，VCO 受到這些能量分量的頻率調(diào)制 (FM)，相關(guān)的雜散噪聲出現(xiàn)在 fPFD 及其諧波上，所有噪聲都以 LO 為中心。
在防反沖脈沖之間，充電泵電流源關(guān)斷 (三態(tài))。當(dāng)處于三態(tài)時(shí)，充電泵有一定的固有泄漏電流。在有源環(huán)路濾波器中會(huì)采用一個(gè)運(yùn)算放大器 (如圖 7 所示)，該運(yùn)算放大器的輸入偏置和失調(diào)電流會(huì)引入另一個(gè)泄漏電流源。這些不想要的電流合起來，無論是提供還是吸收，都會(huì)在環(huán)路濾波器兩端引起電壓漂移，從而在 VCO 調(diào)諧電壓中引起漂移。負(fù)反饋環(huán)路在每個(gè) PFD 周期中從充電泵引入一個(gè)單極性電流脈沖，這樣平均調(diào)諧電壓就能使 VCO 產(chǎn)生正確頻率，從而可以矯正這種異常情況。這些脈沖在 fPFD 上產(chǎn)生能量，如前所述，這也會(huì)引起以 LO 為中心的雜散以及 fPFD 和其諧波的頻率偏移。
在整數(shù) N PLL 中，由于系統(tǒng)頻率步進(jìn)大小的要求，常常選擇相對較小的fPFD。這意味著，與 PFD 周期相比，防反沖脈沖寬度極小，尤其是采用目前的高速 IC 技術(shù)時(shí)。因此，大的泄漏電流使得總的充電泵脈沖變成單極性，而且往往是基準(zhǔn)雜散噪聲的主要原因。這種現(xiàn)象后面將進(jìn)行更深入的討論。
基準(zhǔn)雜散噪聲對系統(tǒng)性能的影響
在特定通信頻帶中，有多個(gè)占用相等帶寬的通道。在所有通道中，兩個(gè)相鄰?fù)ǖ乐行念l率之間的間隔是相等的，而且以通道間隔表示。由于一些原因，任何兩個(gè)相鄰?fù)ǖ佬盘枏?qiáng)度之間常常有較大變化。
在多通道無線通信系統(tǒng)中，一種典型情況是，較強(qiáng)的通道與所需要但較弱的通道相鄰，如圖 4 所示。圖中僅顯示了其中一個(gè)所關(guān)注的 LO 基準(zhǔn)雜散噪聲。
圖 4：由基準(zhǔn)雜散噪聲導(dǎo)致的相鄰?fù)ǖ栏蓴_
在整數(shù) N PLL 中，通常選擇等于通道間隔的 fPFD，這意味著基準(zhǔn)雜散噪聲的位置與 LO 的距離等于通道間隔。這些雜散噪聲將所有相鄰和附近的通道轉(zhuǎn)換到中頻 (fIF) 以及 LO 的中心，將所需要的通道混頻到同一頻率上。這些不想要的通道，與想要通道中的信號是不相關(guān)的，成為疊加到想要信號上的升高噪聲層，限制了信噪比。
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