目前，簡單性和高效率不再是反激式隔離電源的可選項(xiàng)了，在這種情況下，能夠不使用光耦合器以提高性能無疑具有重要意義。光耦合器通常用在低功率(10 W ~ 60 W)反激式隔離電源的反饋環(huán)路中。利用副端電壓基準(zhǔn)和誤差放大器驅(qū)動(dòng)光耦合器，將控制信號(hào)送回主端以進(jìn)行電壓調(diào)節(jié)和瞬態(tài)響應(yīng)。這種方法除了器件密集，還由于在反饋環(huán)路中放置了一個(gè)光耦合器而引入了很多設(shè)計(jì)問題。

　　反饋環(huán)路中的光耦合器工作時(shí)需要保持相對(duì)小的電流傳輸比（CTR）容限，電流傳輸比又常被稱為增益。在0℃ ~ 70℃，一般光耦合器 CTR 的變化幅度可能達(dá)到 100%，因此光耦合器很難保持恰當(dāng)?shù)脑鲆嬖６群拖辔辉６取９怦詈掀麟S著時(shí)間的推移性能容易惡化。不要讓過大的電流流過發(fā)光二極管，因?yàn)檫@會(huì)引起過早老化。由于過早老化導(dǎo)致的 CTR 變化可能會(huì)引起電源振蕩或電源故障。此外，閉環(huán)電源系統(tǒng)的響應(yīng)時(shí)間在很大程度上取決于光耦合器的響應(yīng)時(shí)間。在最好的情況下，光耦合器會(huì)有幾微秒的傳輸延遲。在遠(yuǎn)高于 100kHz 的典型工作頻率上，光耦合器可能是閉環(huán)系統(tǒng)中響應(yīng)速度最慢的器件。慢速控制環(huán)路意味著，在發(fā)生階躍負(fù)載等瞬態(tài)事件時(shí)，輸出電壓會(huì)過度偏離標(biāo)稱值。

圖 1 示出了反激式轉(zhuǎn)換器電路圖，該電路基于反激式同步隔離控制器 LT3825。這個(gè)電路具有輸入欠壓保護(hù)和輸出短路保護(hù)功能。

          LT3825 是一個(gè)電流模式開關(guān)控制器集成電路，專門用于采用同步整流的反激式無光耦合器隔離電源。電流模式工作改善電壓瞬態(tài)抑制、提供簡單環(huán)路補(bǔ)償并具有固有的“內(nèi)部”快速電流控制環(huán)路和較慢的“外部”電壓控制環(huán)路。內(nèi)部電流環(huán)路對(duì)主端和副端開關(guān) MOSFET 施加逐周期的即時(shí)控制。LT3825控制 IC的工作方式與傳統(tǒng)反激式電流模式開關(guān)類似，只是輸出電壓反饋是通過檢測電源變壓器繞組完成的。這減少了橫跨隔離勢壘而連接至電源變壓器以及用于副端同步MOSFET的同步驅(qū)動(dòng)變壓器組件的數(shù)目。電源變壓器需要在效率、最大功率輸出、尺寸、耦合方式、漏電感、互繞組電容和最終成本之間取得平衡。設(shè)計(jì)方案所需輸入和輸出規(guī)格不同，平衡結(jié)果也不同。

　　LT3825 具有一個(gè)獨(dú)特的反饋放大器，該放大器在反激期間對(duì)電源變壓器繞組電壓采樣，并利用這個(gè)電壓控制反饋環(huán)路。用于反饋的電源變壓器繞組可以是單獨(dú)的繞組，也可以是主端反激繞組。采用上述任一方式都可獲得相同的電壓調(diào)節(jié)和快速瞬態(tài)響應(yīng)。在利用主端繞組實(shí)現(xiàn)反饋時(shí)，還需要一個(gè)晶體管來降低檢測電壓。LT3825 內(nèi)的專用反饋電路在反激脈沖期間讀取返回的輸出電壓信息。然后這個(gè)電壓與精確的內(nèi)部基準(zhǔn)比較，獲得一個(gè)誤差信號(hào)。這個(gè)誤差信號(hào)用來調(diào)制 Q1 的接通時(shí)間，其調(diào)制方式就像調(diào)整輸出電壓一樣。這種方法的一個(gè)重要優(yōu)點(diǎn)是，輸出電壓信息在開關(guān)周期終止后，立即到達(dá)控制器。在基于光耦合器的常規(guī)設(shè)計(jì)中，僅光耦合器就產(chǎn)生幾微秒的延遲，從而限制轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)。當(dāng)主端MOSFET開關(guān)Q1斷開時(shí)，其漏極電壓上升到高于V_IN。主端 MOSFET 斷開、副端同步 MOSFET Q2 接通時(shí)，發(fā)生反激。在反激期間，未驅(qū)動(dòng)的變壓器引腳電壓由副端電壓決定。[!--empirenews.page--]

　　外部電阻分壓器R1/R2改變反激電壓的大小，反激電壓出現(xiàn)在圖2中的反饋引腳上。然后，反饋放大器與內(nèi)部帶隙基準(zhǔn)作電壓比較。這個(gè)反饋放大器實(shí)際上是一個(gè)互導(dǎo)放大器，其輸出僅在反激期間連接到 Vc。Vc 引腳上的外部電容器匯合凈反饋放大器電流，以提供控制電壓來設(shè)定電流模式跳變點(diǎn)。由于整個(gè)環(huán)路是高增益的，因此FB 引腳上的調(diào)節(jié)電壓近似等于帶隙基準(zhǔn) V_FB。到此為止，一直在以偽 DC 方式看待反激式反饋放大器的工作。但是反激信號(hào)是一個(gè)脈沖，而不是一個(gè) DC 電平。必須在電路上做好防備，以實(shí)現(xiàn)僅在反激脈沖出現(xiàn)時(shí)啟動(dòng)反激放大器。這是由控制器內(nèi)部的“使能”電壓實(shí)現(xiàn)的。需要定時(shí)信號(hào)來啟動(dòng)和禁止反激式放大器，以確保反饋信號(hào)在恰當(dāng)?shù)臅r(shí)間采樣，這由 LT3825 自動(dòng)控制。

　　LT3825 通過反激脈沖的動(dòng)作影響對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。如果輸出開關(guān)沒有接通，就沒有反激脈沖，而且也不提供輸出信息。這造成了不規(guī)則的環(huán)路響應(yīng)和啟動(dòng)問題。該解決方案要求主端開關(guān)在每個(gè)振蕩器周期中具有一個(gè)絕對(duì)最小接通時(shí)間。如果輸出負(fù)載低于上述情況下所產(chǎn)生的負(fù)載，那么通常會(huì)采取強(qiáng)制連續(xù)工作的方式。主端開關(guān)關(guān)閉時(shí)，出現(xiàn)反激脈沖。不過，要經(jīng)過一定的時(shí)間，直至變壓器主端電壓波形反映輸出電壓波形。部分原因是主端 MOSFET 漏極節(jié)點(diǎn)有一定的上升時(shí)間，但更重要的原因是變壓器存在漏電感。變壓器漏電感在主端引起電壓尖峰，這個(gè)尖峰與輸出電壓沒有直接關(guān)系。反饋放大器電路的內(nèi)部穩(wěn)定也需要一定的時(shí)間。為了不受這些因素的干擾，在開關(guān)斷開指令和反饋放大器啟動(dòng)之間引入了固定延遲，這叫做使能延遲期。

　　反饋放大器一旦啟動(dòng)，就需要一定的機(jī)制來禁止它。這是由故障分離比較器實(shí)現(xiàn)的 ，反激電壓(FB)與一個(gè)固定基準(zhǔn)(標(biāo)稱值為 80% V_FB)作比較。當(dāng)反激波形下降到低于基準(zhǔn)電平時(shí)，就禁止反激放大器。反饋放大器一旦使能，就會(huì)在一個(gè)固定的最短時(shí)間內(nèi)保持工作，這個(gè)最短時(shí)間叫做“最短使能時(shí)間”。這是為了防止鎖定，尤其是在輸出電壓異常低的時(shí)候(例如在啟動(dòng)時(shí))。最短使能時(shí)間確保 V_C 節(jié)點(diǎn)電壓能夠升高，并將電流模式跳變點(diǎn)提高到故障檢測系統(tǒng)能夠恰當(dāng)工作的水平。這個(gè)時(shí)間由單個(gè)電阻在內(nèi)部設(shè)定。該反饋放大器僅在一個(gè)周期的部分時(shí)間內(nèi)使能工作。這可以在一個(gè)固定的最小使能時(shí)間和一個(gè)大約為開關(guān)“斷開”時(shí)間與使能延遲時(shí)間之差的最大值之間變化。此外，LT3825 的同步整流器輸出(SG 引腳)使得驅(qū)動(dòng)同步副端整流器 MOSFET 很簡單，同時(shí)還可保持很少的器件數(shù)。設(shè)定 Q2 相對(duì)于 Q1 的死區(qū)時(shí)間僅需要用一個(gè)電阻編程。由于避免了傳統(tǒng)的、更復(fù)雜的和分立的定時(shí)電路，因此允許設(shè)計(jì)師設(shè)定最佳死區(qū)時(shí)間，因?yàn)檫@種定時(shí)在 LT3825 內(nèi)得到了很好的控制。該集成電路也不需要副端同步控制器集成電路以及與其相關(guān)的電路。

　　LT3825 反激式無光耦合器同步隔離控制器設(shè)計(jì)允許設(shè)計(jì)師改善響應(yīng)時(shí)間和效率，同時(shí)在反激式隔離設(shè)計(jì)中保持卓越的負(fù)載和電壓調(diào)節(jié)。它允許較少的器件數(shù)，簡化了實(shí)施，而且無需光耦合器。