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摘要

輸入橋式整流器的損耗是實現(xiàn)AC-DC電源單元(PSU)最佳能效的一個障礙。無橋圖騰柱功率因數(shù)校正(PFC)電源拓撲結(jié)構(gòu)是個簡潔的解決方案，它用四個有源開關(guān)器件取代了有損耗的橋式整流器和PFC FET以及升壓二極管。然而，這種拓撲結(jié)構(gòu)必須使用復(fù)雜的控制算法，這可能需要增加一個昂貴的微控制器?？刂圃某杀竞蛷?fù)雜性對一些工程團隊來說是采用該技術(shù)的障礙。本文所述的NCP1680混合信號控制器提供了一個方案來解決這設(shè)計挑戰(zhàn)。

AC-DC電源無處不在，占全球能源消耗的很大比例，因此它們的能效與系統(tǒng)成本直接相關(guān)，在更高的層面上，它有助于排放。在討論AC-DC電源時，還有一個相關(guān)的參數(shù)也很重要--輸入功率因素。

如果線路電流和線路電壓不具有相同的正弦波形和相位，那么電源所吸收的視在功率就會高于必要值。這將導(dǎo)致能效低下，并通過電網(wǎng)傳播?？刹捎霉β室驍?shù)校正(PFC)來解決這種低能效，而且PFC現(xiàn)在已經(jīng)成為多個國家和地區(qū)的法定要求。

一個沒有有源功率因數(shù)校正的典型PSU容易比一個有校正的PSU多消耗70%的電流，因此現(xiàn)在強制要求將PFC加入電路，且PFC值需接近1。

更確切地說，EMC標準如IEC61000-3-2，對由失真的線路電流產(chǎn)生的高達40次的線路諧波功率進行了限制。80 PLUS認證計劃提倡80%的能效，相關(guān)于20%、50%和100%負載下的能效。80 PLUS標準的最高水平被稱為“80 Titanium標準”，它規(guī)定負載從10%到100%的能效至少為90%。

實現(xiàn)'80 Titanium標準'能效合規(guī)性

主動校正功率因數(shù)的傳統(tǒng)方法是使用一個升壓轉(zhuǎn)換器，將整流電源電壓轉(zhuǎn)換成高于電源電壓峰值的直流電壓，圖1(左)。采用脈沖寬度調(diào)制來調(diào)節(jié)直流電壓，同時迫使線路電流跟隨線路電壓波形。

該技術(shù)在連續(xù)、非連續(xù)和臨界導(dǎo)通模式下運行良好，易于控制，與升壓電感器能量是否在每個周期內(nèi)完全耗盡有關(guān)。然而，提高AC-DC轉(zhuǎn)換器能效的壓力也很大，最嚴格的“80 Titanium標準”規(guī)定服務(wù)器在230 V AC輸入、50%負載時，能效最高達96%。

通常情況下，DC-DC級允許有2%的損耗，只留下2%用于線路整流和PFC級，但僅橋式整流器就容易損耗1%以上，在低壓時損耗最高可達1.7%左右。

圖1：傳統(tǒng)的(左)和(右)無橋圖騰柱PFC電路

因此，我們開發(fā)了一種更有效的技術(shù)，即無橋“圖騰柱PFC”(TPPFC)，圖1(右)，其中升壓二極管被同步整流器取代，使升壓晶體管和升壓二極管Q1和Q2的功能可互換，具體取決于電源極性?，F(xiàn)在只需要兩個線路整流二極管，而且它們也可以是同步整流器Q3和Q4，如圖所示，以獲得更高能效。

如果有完美的開關(guān)、理想的電感器和無二極管壓降，TPPFC電路的能效可接近100%。然而，真正的開關(guān)有導(dǎo)通和開關(guān)損耗，盡管可使用超低導(dǎo)通電阻的MOSFET(甚至并聯(lián))來實現(xiàn)低導(dǎo)通損耗，但這必然會增加動態(tài)損耗。這意味著必須取得一種平衡。

動態(tài)損耗源于當其體二極管在開關(guān)“死區(qū)”時間內(nèi)導(dǎo)通時配置為升壓同步整流器的MOSFET的反向恢復(fù)，也源于開關(guān)輸出電容的充電和放電。對能效的影響可能非常嚴重，以至于在連續(xù)導(dǎo)通模式下工作時，硅MOSFET甚至是“超級結(jié)”類型在電路中都不可行。因此，必須考慮碳化硅和氮化鎵的寬禁帶開關(guān)。

連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)在更高的功率下更受歡迎，因為開關(guān)和電感器的峰值電流可以設(shè)置得很低，從而減少了均方根值，使導(dǎo)通和電感器磁芯的損耗保持在低水平。然而，這是一種“硬”開關(guān)模式，其反向恢復(fù)和輸出電容效應(yīng)會導(dǎo)致高動態(tài)損耗。

在低功率下，非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)具有較低的導(dǎo)通損耗，因為此時升壓二極管的電流已降至零，因此沒有電荷需要恢復(fù)。然而，峰值和均方根電流可能無法控制，導(dǎo)致高歐姆和磁芯損耗，因此該模式不適合高功率。

臨界導(dǎo)通模式是個很好的折衷方案

一個很好的折衷辦法是在臨界導(dǎo)通模式或CrM模式下工作，可達幾百瓦，采用交錯時可更高。在這種模式下，隨著負載電流或線路電壓的變化，開關(guān)頻率被改變以迫使電路在CCM和DCM之間的邊界上運行。低導(dǎo)通損耗的好處得以保留，同時將峰值電流限制在2倍的平均值，以實現(xiàn)合理的導(dǎo)通和磁芯損耗。(圖2)。

圖2：PFC升壓電感電流波形，臨界導(dǎo)通模式

雖然CrM的關(guān)斷會產(chǎn)生硬的開關(guān)換向，但升壓二極管的任何正向恢復(fù)都會導(dǎo)致一些損耗和輸出電壓過沖。CrM的可變開關(guān)頻率也有一個缺點，即在輕載時，頻率可能非常高，產(chǎn)生更多的開關(guān)損耗，降低能效。這關(guān)系由下式表示：

該等式意味著開關(guān)頻率與輸入功率的直接反比關(guān)系，因此20%到100%的負載功率或5倍的變化應(yīng)該會產(chǎn)生5倍的頻率變化以實現(xiàn)恒定能效。然而，無論如何，更高的頻率會降低能效，因此這些因素會相互影響。頻率和均方根線路電壓之間的關(guān)系更為復(fù)雜，在線路范圍內(nèi)產(chǎn)生的頻率變化通常超過2:1，并在中間電壓處達到峰值。

CrM中的鉗位頻率降低輕載損耗

在輕載時，能效下降可達10%，在試圖滿足待機或空載能耗限制時，這是個真正的問題。解決這個問題的辦法是鉗位或 “反走”允許的最大頻率，在輕載時迫使電路進入DCM，與CrM相比，峰值電流較低。

因此，在整個線路和負載范圍內(nèi)，中等負載和高能效的功率因數(shù)校正的一個好的解決方案是帶有頻率箝位的圖騰柱架構(gòu)。該電路應(yīng)使用硅MOSFET的組合來進行交流電同步整流，并在高頻 “支路”上使用寬禁帶開關(guān)。

然而，控制這個電路是個挑戰(zhàn)，需要驅(qū)動四個有源器件，檢測二極管零電流以強制在輕載時自動從CrM切換到DCM，同時調(diào)節(jié)輸出電壓并保持高功率因數(shù)。需要開關(guān)過流保護，以及輸出過壓檢測。所有這些都可以通過在一個與開關(guān)和檢測參數(shù)接口的微控制器中實現(xiàn)復(fù)雜的控制算法來實現(xiàn)。

然而，該解決方案可能很貴，且電源設(shè)計人員現(xiàn)在必須參與對器件進行編碼以獲得最佳性能--對于那些不熟悉的人來說，這是一項令人生畏且耗時的任務(wù)。

混合信號TPPFC CrM控制器

安森美(onsemi)現(xiàn)在提供一個更簡單的解決方案，而且不需要編碼。NCP1680被認為是業(yè)界唯一的混合信號CrM TTPFC控制器，它采用SOIC-16封裝。

該器件具有專有的低損耗電流檢測架構(gòu)和經(jīng)驗證的控制算法，是一種具有高性價比、低風(fēng)險但高性能的解決方案。該器件具有恒定的CrM導(dǎo)通時間和在輕載下頻率反走期間的“谷底開關(guān)”，以在最低電壓下開關(guān)來提高能效。數(shù)字電壓控制環(huán)路經(jīng)過內(nèi)部補償，便于系統(tǒng)設(shè)計，在整個負載范圍內(nèi)具有優(yōu)化性能。

逐周期電流限制用于保護，不需要霍爾效應(yīng)傳感器。圖3給出了一個簡化的原理圖，顯示了使用NCP1680的圖騰柱PFC級。

圖3：使用NCP1680的簡化的TPPFC典型應(yīng)用框圖

現(xiàn)有NCP1680的評估板(圖4)，使用GaN HEMT單元作為快速開關(guān)，Si-MOSFET作為交流電同步整流器。

圖4：安森美的NCP1680評估板

該評估板在從90-265 V AC的395 V DC下提供300 W，且滿載能效峰值接近99%，在低至20%的負載下的整個電壓范圍內(nèi)達到98%(圖5)。

圖5：安森美NCP1680評估板的能效曲線圖

隨著安森美推出寬禁帶半導(dǎo)體和高性價比的混合信號、臨界導(dǎo)通模式控制器，圖騰柱PFC級成為功率達幾百瓦的高能效功率因數(shù)校正的理想解決方案，同時能夠符合80 Titanium能效標準和待機及空載損耗的環(huán)保設(shè)計要求。

隨著每個垂直領(lǐng)域?qū)Ω吣苄У男枨螅褂肅rM減少所有負載水平的損耗而實現(xiàn)的有源PFC的改進，將受到制造商、消費者和公用事業(yè)服務(wù)提供商的歡迎。工程師們現(xiàn)在就可以開始評估NCP1680，為所有應(yīng)用領(lǐng)域的新產(chǎn)品開發(fā)帶來更高的能效水平。