引 言

振蕩器是許多電子系統(tǒng)中時鐘產生電路的重要組成部分。常用的振蕩器結構有 RC 振蕩器、環(huán)形振蕩器和晶體振蕩器三種。RC 振蕩器結構簡單，成本低，且電路功耗也較低，因而成為應用最普遍的一種振蕩器電路 ；但它有振蕩頻率穩(wěn)定性差，產生的頻率受電源電壓、環(huán)境溫度以及組成振蕩器的各種元器件的電學特性影響較大等缺點。

本文基于對傳統(tǒng) RC 振蕩電路的分析，提出了一種新型的RC 振蕩電路。該電路結構簡單，能夠在不增加功耗的同時提高 RC 振蕩器的精度，且溫度系數小。此外，與傳統(tǒng) RC 振蕩器相比，由于該電路包含兩個充電支路，因此，電路輸出波形的占空比可隨意調節(jié)。

1 傳統(tǒng) RC 振蕩器

圖 1 所示為傳統(tǒng)的 RC 振蕩器電路，電路由保護電阻Rp、反饋電阻 Rf、兩個反向器 U1 和 U2，以及一個耦合電容C 組成。當節(jié)點電壓 Vi 有極微小的正跳變發(fā)生時，U1 的輸出迅速跳變?yōu)榈碗娖?，同時 U2 的輸出迅速跳變?yōu)楦唠娖剑娐愤M入第一個暫穩(wěn)態(tài)，此時電容 C 開始通過電阻 Rf 放電。隨著電容 C 的放電電壓 Vi 逐漸下降，當 Vi下降到 MOS 管的閾值電壓 VTH 時，U1 反向器的輸出迅速變?yōu)楦唠娖?，?U2 反向器的輸出迅速跳變?yōu)榈碗娖?，電路進入第二個暫穩(wěn)態(tài)，電容 C通過電阻 Rf 開始充電。隨著電容 C 的充電，Vi 不斷升高，當Vi 升至 VTH 時，電路又重新轉換為第一個暫穩(wěn)態(tài)。

假設保護電阻Rp足夠大，且Rf遠大于反向器的導通電 阻Ron，則電路的振蕩周期為：

T =2.2R, C                       (1)

圖1中,RC振蕩器的頻率主要受電阻Rf、電容C以及反 相器U1、U2的翻轉電平影響。U1、U2的翻轉電平受反相器內部器件的特性和電源電壓的影響較大，并且該振蕩器的頻率精度不高，波形占空比不易調節(jié) 。

2 新型振蕩器設計及分析

本設計的新型振蕩器電路結構如圖 2 所示。圖 2 中左邊的電路上下對稱，MOS 管 T5、T6 以及反相器、與非門構成振蕩器的主體部分，其余的器件為偏置部分。電容 C1、C2 的充放電時間決定著振蕩頻率，因此，通過改變 C1、C2 的電容值可以改變振蕩器的輸出頻率。

電流鏡及電壓偏置電路部分如圖 2 中的虛框所示，其作用是為 RC 充放電支路提供偏置以及控制支路電容充電電流的大小。電流鏡產生的基準電流 ( 即流經電阻 R 的電流 ) 的計算公式如下：

式中，Vb 為 T3、T7 和 T11 三個 NMOS 管提供的柵極偏置電壓。它通過電流鏡結構來鏡像 R 支路的電流。這樣，就可以計算流過 T3 管的電流 I1 為 ：

式中，Si 表示 Ti 管子的寬長比 ( 以下公式皆如此表示 )。

圖2中，Va為 T4 和 T8 兩個 PMOS管提供的柵極電壓偏置，電壓為 ：

振蕩器的輸出頻率主要由環(huán)路延遲時間來決定，而電路中反相器和 RS 觸發(fā)器等的延遲時間比較小，因此，延遲時間主要由電容 C1、C2 和給電容充電的電流、MOS 管 T5 的開啟電壓決定。

下面主要分析電容 C1充電而電容 C2 放電 ( 即 Nout 處于低電平，out 處于高電平 ) 時的過程。如圖 2 所示，電容 C1充電電流的大小由 I0 決定，電容 C2 放電電流則由 T10 管柵極電勢 out 及 T5 管柵極電勢決定。當 Nout 為低電平時，T6 管關斷；同時 out 為高電平，T10 管開啟；Vdc 通過 PMOS 管 T4 給 C1充電，其充電電流為 ：

充電的時域方程為 ：

由圖 2 所示的電路結構可知 ：當 Nout 為高電平時，T6 管強反型導通，電容 C1 放電，最終使電容 C1 兩端的電壓差為 0。此時，電容正端電壓 VC 為最低，式 (5) 中的 VC(t)=0。由此可以得知，電容 C1 的充電時間為 ：

另外，由圖 2 電路可知，C1 被充電直到 T5 管關斷為止，此時 T5 管漏極輸出為低電平，并通過環(huán)路將 Nout 置為高電平，T6 管開啟，C1充電結束，開始放電。因此，VC 的最高電壓為使T5管關斷時的柵極電壓。當T5管的|Vgs|小于其閾值電壓|Vtp|時，T5 管關斷。假設 |Vgs|=|Vtp| 時的 T5 柵極電壓為VC 的最大電壓，即 ：

則可得電容 C1 的充電時間約為 ：

C2 通過 T10 放電將拉低 C2 正端電位。由于 out 為反相器輸出，所以 out 的高電平約為 Vdc ；而 C2 正端電位最高也比 Vdc 低 一 個 |Vgs9|， 所 以，NMOS 管 T10 在導通的過程中有Vc2≤Vgs10-VTN,器件工作在線性區(qū)。這樣，T10 的導通時電流為：

式中，Vgs10=Vdc ；VC2 為電容 C2 的正端電壓。這樣，根據式 (10) 就可以計算出 T10 管在線性區(qū)導通電阻的平均值 RON。電容 C2 通過 T10 管放電至 0 處，其放電時間常數為 ：

由于圖 2 中的兩個充放電支路是對稱的且對應器件的參數一致，電容 C1、C2 的充電與放電時間僅由其電容值決定。當 C1、C2 在同一個數量級時，我們可以得到兩個電容的充電時間遠大于其放電時間，振蕩器的周期由兩個電容的充電時間共同決定。 t THD是圖 2 所示振蕩器起振的充分條件，當t T1D時，振蕩器不能正常工作。

當 C1上極板的電壓上升到最大值| |V Vdctp-時，T5 管瞬時關斷，維持短暫的環(huán)路延時時間后，Nout 變?yōu)楦唠娖剑珻1 開始放電，同時out變?yōu)榈碗娖剑珻2開始充電。在T5管關斷期間，其漏極變?yōu)榈碗娖?，通過兩個反向器反相后，與非門NAND1與N2相連的輸入端為低電平，NAND1輸出為高電平。圖2中的兩個電容充電支路參數完全相同，且Nout和out信號互補，即當Nout為高電平時，out為低電平，反之亦然，可得當N2輸出為低電平時，N4輸出為高電平。NAND2輸出被鎖定在低電平，直到電容C2的上極板被充電到最大電壓值||VVdctp-，NAND2翻轉為高電平。即：當電容C1電壓從0充電到||VVdctp-這段時間里，振蕩器輸出為低電平，而當電容C2電壓從0充電到||VVdctp-這段時間里，振蕩器輸出為高電平。

整個電路的反向器和RS觸發(fā)器的延遲時間比較小，因此在理論計算時可以忽略。振蕩器輸出端out的高電平由電容C1的充電時間決定，而低電平由電容C2的充電時間決定。在電路結構對稱的情況下，改變電容C1、C2的比值，就可以改變振蕩器輸出波形的占空比，其占空比為：

本電路的設計電壓 Vdc為 5 V，將各個參數代入公式可得：

Δt1=12.223RC1             （12）

根據電路的對稱性，可得到電容 C2 的充電時間為 ：

Δt2=12.223RC2                  （13）

振蕩器的周期為 ：

T=Δt1+Δt2               （14）

若選取 C1=C2=769.356 fF，R=481.763 kΩ，則振蕩器的周期為 ：

T=2Δt1=2×12.223×481.763×103×0.769 356×10-12=9.06μs

3 結果分析

基于 0.35 μm BCD 工藝，并采用 Cadence Spectre 仿真工具對圖 2 所示電路進行仿真的振蕩器電路輸出電壓波形如圖3 所示。通過圖 3 可以看出，振蕩器的起振時間非常短，在一個周期內就能有穩(wěn)定的輸出 ；振蕩周期為 10.02 μs，而理論計算值為 9.06 μs。理論值與之相比偏小的主要原因有兩個 ：一是計算過程中忽略了環(huán)路中的反相器和 RS 觸發(fā)器等的延遲時間以及電容的充電時間 ；二是在電容充電過程中，充電電流并不是恒定值。

圖 4 所示為圖 2 所示振蕩器電路的電源電流仿真波形。由圖 4 可得其最大峰值電流約為 4 mA，而平均電流僅為 57.9 μA，電路的平均功耗為 0.29 mW。

4 結 語

本文設計了一種結構簡單的低功耗振蕩器電路，該電路具有起振速度快、波形穩(wěn)定、功耗低等特點，另外還可以通過調節(jié)電容 C1、C2 的比值來調節(jié)輸出波形的占空比。由于其電阻和電容全部可以片上集成，因而結構簡單，面積小，可作為各類中／低頻數字集成電路或數?；旌霞呻娐分械臅r鐘產生電路。

20210926_61500a436e9c2__一種結構簡單的低功耗振蕩器電路設計