摘要：文章提出了高頻直流脈沖環(huán)節(jié)靜止變流器電路拓撲，對這種電路拓撲及其控制原理作了詳細的理論分析，并對幾個關鍵問題進行了討論。試驗結果證實了這種電路拓撲的可行性。關鍵詞：靜止變流器高頻脈沖直流環(huán)節(jié)有源箝位一體化軟開關技術三態(tài)離散脈沖調制

Research on Static Inverter with High Frequency Pulse DC Link

Abstract:A new combined soft－ switching technique and a novel topology of static inverter with high frequency pulse dc link are proposed in this paper,namely an electrical isolated converter can realize soft－ switching of two－ stage cascade converters.It lays the technical foundation on high power density,high efficiency and low cost static inverter.The operation and design approach of this topology are carefully analyzed and studied in this paper.The validity of this topology is verified by the test.

Keywords:Static inverter High frequency pulse DC link Active clamp circuit Combined soft－switching technique Three state discrete pulse modulation

1引言

　　靜止變流器是應用功率半導體器件，將主電源直流電變換成恒壓恒頻交流電的電氣裝置。對于交流用電負載與主直流電源共地的場合，靜止變流器輸出與輸入之間必須有變壓器電氣隔離。本文提出了新穎的高頻直流脈沖環(huán)節(jié)靜止變流器電路結構，如圖1所示。這種電路結構，由具有高頻電氣隔離、吸收交流側回饋無功能量和輸出高頻脈沖波等多功能一體化軟開關PWMDC/DC變換器MISSC與DC/AC逆變器級聯(lián)而成，具有電路結構簡潔、體積重量小、效率高、成本低等優(yōu)點。MISSC變換器不但實現(xiàn)了DC/DC變換器的軟開關，而且還為DC/AC逆變器實現(xiàn)軟開關創(chuàng)造了條件。

2電路拓撲

　　圖1所示靜止變流器電路結構的創(chuàng)新之處在于，提出了多功能一體化PWMDC/DC變換器新概念。多功能一體化PWMDC/DC變換器族主要有三個功能：①輸入輸出電氣隔離；②吸收DC/AC逆變器交流側回饋的無功能量；③輸出符合DC/AC逆變器要求的高頻脈沖電壓波udo，為逆變橋功率開關在udo過零時切換實現(xiàn)ZVS開關創(chuàng)造了條件。

圖1新穎的高頻直流脈沖環(huán)節(jié)靜止變流器電路結構

基于這一思想，在傳統(tǒng)的電氣隔離DC/DC變換器族中去除輸出LC濾波器，輸出端再加上逆變器交流側回饋無功能量吸收電路（由有源開關Sr和儲能電容Cr串聯(lián)構成），便可獲得多功能一體化PWMDC/DC變換器。

考慮到輸入電壓Ui為低壓（27V或48V）且變化范圍寬，選定并聯(lián)交錯有源箝位正激式MISSC變換器作為前置級，其輸出高頻脈沖電壓波的占空比2D>0.5，輸入輸出波形頻率為開關頻率的二倍，同時又具備正激Forward變換器的優(yōu)點。圖2示出了這一新穎的電路拓撲。

（a）原理圖(b)波形圖圖3電流瞬時值反饋DC/AC逆變器控制原理

圖4三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制原理

圖2高頻直流脈沖環(huán)節(jié)靜止變流器電路拓撲

圖2所示電路，Sc與Cc串聯(lián)接在高頻變壓器原邊繞組兩端，構成正激變換器的有源箝位支路，為變壓器在功率開關S關斷后提供磁復位路徑，實現(xiàn)了功率開關的電壓箝位和變壓器的雙向磁化，功率開關S、箝位開關Sc實現(xiàn)了ZVS開關。當MISSC變換器輸出相同的高頻脈沖電壓波平均值

　　Udo.arg=N22DUi/N1(1)

時，占空比D增大，高頻脈沖電壓波幅值Ui·N2/N1便降低，從而降低了逆變橋四個功率開關S1、S2、S3、S4的電壓應力。這正是選用并聯(lián)交錯正激式多功能一體化PWMDC/DC變換器（占空比2D=0.5～0.9）作為前置級的根本原因。

3控制原理

3.1MISSC變換器控制原理

　　新穎的靜止變流器電路拓撲，由并聯(lián)交錯有源箝位正激式MISSC變換器和DC/AC逆變器級聯(lián)而成，各自構成閉環(huán)回路。這種電路拓撲繼承了諧振直流環(huán)節(jié)逆變器RDCLI的思想。前級電路拓樸較復雜，且不存在輸出濾波器，不是完整的軟開關PWMDC/DC變換器，為后級提供平均值恒定的高頻脈沖電壓波，只能采用電壓型PWM控制技術（因為其提供的輸出電流大小是按照DC/AC逆變器所需的正弦規(guī)律分布的）；后級電路拓樸簡潔，逆變橋功率器件可實現(xiàn)完全的ZVS開關。

3.2DC/AC逆變器控制原理

　　DC/AC逆變器采用電流瞬時值反饋技術的脈寬調制方案，如圖3所示?？焖匐娏鳈z測元件將檢測到的濾波電感電流信號if送到滯環(huán)比較器同相輸入端，給定信號ig加在其反相輸入端。滯環(huán)比較器輸出通過邏輯延時、分相和驅動電路來驅動控制逆變橋功率開關。

　　為了減小濾波電感電流iLf脈動量，改善輸出電壓波形，應該采用單極性調制而不用雙極性調制。本文研究的靜止變流器，DC/AC逆變橋采用三態(tài)離散脈沖調制DPM電流滯環(huán)跟蹤控制（Threestatesdiscretepulsemodulationhysteresiscurrentcontrol）的單極性調制瞬時值反饋技術，其控制原理如圖4所示。

(a)原理圖   (b)波形圖
圖3

圖4

　　在逆變橋輸入電壓udo=0時，檢測濾波電感電流iLf做為反饋電流if與給定電流ig相比較，根據(jù)二個電流瞬時值之差來決定，單相逆變橋四個功率開關在下一個高頻脈沖電壓波udo的導通情況，其控制規(guī)律為引入零狀態(tài)續(xù)流模式后，不但可以使電流跟蹤偏差減小，而且使逆變橋輸出電壓uAB波形中的＋1、－1、狀態(tài)間的跳變大為減小，甚至消除，從而使輸出脈動減小。這也是單極性調制比雙極性調制優(yōu)越的主要原因。合理設計輸出濾波器參數(shù)和滯環(huán)寬度，可以實現(xiàn)逆變橋的單極性工作。如果在電流外環(huán)設置電壓閉環(huán)，則可獲得良好的輸出電壓、電流控制特性。

4幾個關鍵問題的討論

(1)高頻脈沖輸出電壓波平均值udo，avg選取

　　DC/AC逆變器DPM控制時，其實質就是根據(jù)一定的給定要求將逆變橋輸入的高頻脈沖電壓波udo組合成所需的低頻調制電壓波uAB，輸出濾波器只是用來濾除組合低頻調制電壓uAB中的高次諧波，不產生能量，只能暫存一定能量。在組合低頻調制電壓uAB中，輸出電壓低處脈沖稀疏、輸出電壓峰值處脈沖密集，如圖5所示。脈沖最密集處就是逆變橋輸入

圖5DPM脈沖組合波形

的高頻脈沖全部選送到輸出端，如圖5中t1～t2期間。t1～t2期間，為了確保輸出電壓THD小，應滿足

　　Uom≤UAB，arg=Udo,arg

=Ui2DN2/N1(3)

式（2－3）可作為Udo,avg的設計依據(jù)。

(2)高頻脈沖輸出電壓波占空比2D的選取

相同Udo，avg時，若占空比2D過小，將導致調制電壓波形UAB稀疏且幅值大，濾波電感電流處于二極管續(xù)流時間長，加大了作為續(xù)流二級管用的功率MOSFET體內寄生二級管的電流定額。同時DC/AC逆變橋應采用耐壓更大的功率MOSFET器件，從而有更高的導通電阻和穩(wěn)態(tài)導通損耗。因此，應盡可能增大高頻脈沖輸出電壓波占空比2D。但最大占空比2Dmax受到高頻脈沖波頻率2fs的限制。若2fs、2D均很大，則高頻脈沖電壓波的零電壓時間短暫。過零檢測信號發(fā)出的開關狀態(tài)轉換信號經過驅動電路，存在波形傳輸延時時間和功率器件的開關時間，可能導致DC/AC逆變橋功率器件在udo非零電壓期間發(fā)生開關狀態(tài)轉換，未能實現(xiàn)ZVS開關。為了保證功率器件可靠實現(xiàn)ZVS開關，需要一定時間t0，則最大占空比應滿足

2Dmax≤1－t02fs(4)

(3)高頻脈沖輸出電壓波udo過零檢測與控制

　　高頻脈沖輸出電壓波udo過零檢測與控制，是DC/AC逆變橋功率開關實現(xiàn)ZVS的關鍵所在。由于udo與MISSC變換器二個功率開關驅動信號同步，因此只要將二個功率開關的驅動信號uGS1、uGS2“或”在一起，經反相并由脈沖前沿延時電路延時、整形，便得到了過零檢測信號uP，各信號相位關系如圖6所示。只要延遲時間τ合理，即可保證DC/AC逆變橋功率器件在udo=0期間開關。由此可見，利用udo與功率開關驅動信號之間的邏輯關系，將驅動信號加以適當變換，并考慮驅動電路傳輸延遲時間，獲得過零信號，是一種簡潔實用的方法。

圖6幾個信號之間的相位關系

5試驗結果

　　1kVA高頻直流脈沖環(huán)節(jié)靜止變流器占空比2D=0.75時，原理試驗波形如圖7所示。試驗結果表明：在DC/AC逆變橋交流側沒有無功能量回饋期間，前置級MISSC變換器輸出的高頻脈沖電壓波udo周期性回零，如圖7（a）所示；在DC/AC逆變橋交流側有無功能量回饋期間，高頻脈沖電壓波udo出現(xiàn)不回零現(xiàn)象，如圖7（b）所示；DC/AC逆變橋調制電壓波形uAB滿足脈沖極性連貫性原則，如圖7（c）所示；DC/AC逆變橋濾波電感電流iLf在給定電流信號ig的滯環(huán)寬度內變化，如圖7（d）所示；負載兩端得到的低THD輸出正弦波uO，如圖7（e）所示。試驗結果證實了這種電路拓撲的可行性。

6結論

（a）DC/AC逆變橋沒有無功能量回饋時高頻脈沖電壓波udo

（b）DC/AC逆變橋有無功能量回饋時高頻脈沖電壓波udo

(c)DC/AC逆變橋調制電壓波形uAB

(d)DC/AC逆變橋濾波電感電流iLf

(e)DC/AC逆變器輸出電壓波形uO圖7高頻直流脈沖環(huán)節(jié)靜止變流器原理試驗波形
圖7 高頻直流肪沖環(huán)節(jié)靜止變流器原理試驗波形

　　通過本文分析研究，可以得出如下結論：

(1)多功能一體化PWMDC/DC變換器族新概念，是這種電路拓撲的創(chuàng)新所在；

(2)高頻直流脈沖環(huán)節(jié)靜止變流器電路拓撲，由并聯(lián)交錯有源箝位正激式MISSC變換器和DC/AC逆變器級聯(lián)而成，各自構成閉環(huán)回路，前者采用電壓型PWM控制技術，后者采用三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制技術；

(3)為了保證DC/AC逆變橋功率開關實現(xiàn)ZVS，且輸出低THD的正弦波，高頻脈沖輸出電壓波udo的平均值和最大占空比應合理設計；

(4)試驗結果表明，這種新穎的靜止變流器電路拓樸是可行的。