引言

電磁干擾問題通常由于電路中表現(xiàn)不明顯的耦合路徑弄得很復(fù)雜，其明確而有效地解決方法一般都依賴于工程師的經(jīng)驗或建立在經(jīng)典模型上的數(shù)模仿真。令工程師們高興的是，如果所有的非接觸電磁干擾都能夠用傳統(tǒng)的集總元件建模，而這種模型可以與轉(zhuǎn)換電路圖表相結(jié)合來描繪全部傳導(dǎo)干擾和耦合干擾。這樣分析和預(yù)測就變得比較容易了。

集總元件電路模型適合分析和預(yù)測頻段在0～30 MHz的電磁干擾。在許多先前的研究和引出用于分析的所謂簡單模型過程中，了解重要的路徑通常至關(guān)重要。但是，在可能存在微小的耦合路徑的情況下，這些參數(shù)都很難獲得。為此，本文利用一種可用于分析所有容易產(chǎn)生非接觸電磁干擾的普通集總電路模型，來準(zhǔn)確地分析平面型PCB EMI集成濾波器。由于該模型更接近真實情況，因此更能如實反應(yīng)平面型PCB EMI集成濾波器的濾波性能。

傳統(tǒng)的分立元器件在低頻狀態(tài)下，往往作為理想器件(即當(dāng)作純電阻、純電感、純電容)來考慮。但在較高頻率下，器件特性將遠(yuǎn)遠(yuǎn)偏離其理想特性，因此，就必須考慮高頻分布參數(shù)對器件特性的影響。EMI電源濾波器中的主要元器件是電感和電容，為此，本文主要討論電感和電容的高頻分布參數(shù)對其濾波性能的影響。

因為EMI濾波器主要用于濾除高頻噪聲和高頻干擾信號，而由于電容器電感器的等效寄生參數(shù)將嚴(yán)重影響電源濾波器的高頻性能，因此，提高EMI電源濾波器的高頻性能就應(yīng)該重點提高EMI濾波器的高損耗，減小共模電感線圈的等效并聯(lián)電容，同時減小電容器的等效串聯(lián)電感。為了達(dá)到上述目的，本文提出了EMI電源濾波器的平面磁集成結(jié)構(gòu)。

1 EMI電源濾波器的平面磁集成結(jié)構(gòu)

為了實現(xiàn)EMI電源濾波器的平面磁集成結(jié)構(gòu)，這里引入了如圖1所示的L-C平面磁集成結(jié)構(gòu)。

圖1中的這個結(jié)構(gòu)是通過在平面絕緣板的兩面直接嵌入兩繞組導(dǎo)體而形成的，它通過控制繞組的連接點，使A、D為輸入點，C、D為輸出點。從而可等效得到如圖2所示的低通濾波器。

1.1 集成CM(共模)濾波器的實現(xiàn)

在共模勵磁下，EMI濾波器可以等效為兩個并聯(lián)的低通濾波器。因此，集成CM濾波器可以通過如圖3所示的兩個集成L-C繞組線圈來實現(xiàn)，圖3中的兩個集成L-C繞組線圈都被連接成為低通濾波器形式，它們之間有很強(qiáng)的磁耦合，其對應(yīng)的等效電路如圖4所示。

1.2 集成DM(差模)濾波器的實現(xiàn)

差模濾波器的等效電路是一個崩型低通濾波器，其濾波電感值很小。大約在10～20 μH范圍內(nèi)，兩個濾波電容值較大，其值在0.1～1 μF范圍內(nèi)。與分立EMI濾波器相同的是，在集成EMI濾波器中，差模電感也是利用集成CM扼流圈的漏感來實現(xiàn)的。在控制漏感值方面，平面CM扼流圈具有更多的靈活性，它可以在兩個繞組線圈中間插入一層額外的磁性材料。因此不需要改變CM電感器的匝數(shù)，這樣，漏感值就可以通過調(diào)整磁性材料的磁導(dǎo)率和有效面積來進(jìn)行改變。這就給DM和CM電感器的解耦提供了一個機(jī)會。圖5所示是集成濾波器差模電感模型，圖6所示是集成濾波器差模電感的等效電路示意圖。

DM電容器可以用另一個連接成電容器的集成L-C繞組線圈來實現(xiàn)。它只有一匝或不到一匝，圖7和圖8所示分別是其差模電容及其等效電路。

圖9和10分別是平面型PCB EMI集成濾波器的二維結(jié)構(gòu)和三維結(jié)構(gòu)，該濾波器的所有參數(shù)都是通過該模型仿真得出的。

2 濾波器選材考慮

電源濾波器對高頻EMI信號的抑制比低頻EMI信號的消除容易得多，通常利用共模扼流圈的漏電感L所形成的差模電感就能消除0.3～30 MHz的傳導(dǎo)干擾電平。設(shè)計和選用濾波電感器一定要根據(jù)電路的實際需要而定。一般0.01～0.1 MHz范圍是差模干擾起主導(dǎo)作用.0.1～1 MHz范圍內(nèi)則是差模與共模干擾聯(lián)合作用，而1～30 MHz范圍主要是共模干擾起作用。因此，對濾波電感的磁性能要求完全不同。對共模電感要選用相對磁導(dǎo)率較高的材料，一般相對磁導(dǎo)率要達(dá)到15000左右;而差模則可選用相對磁導(dǎo)率低一點的，一般10～100左右。由于共模電容的地是接在機(jī)殼上，為了安全，共模電容不能太大，同時要選用介電常數(shù)高一點的，以增強(qiáng)電容的耐壓能力。表1所列為不同物質(zhì)的材料參數(shù)。

3 等效并聯(lián)電容的分析

由于這種L-C平面磁集成結(jié)構(gòu)的兩繞組靠得很近，因此，電網(wǎng)中的各種噪聲往往會通過它們之間的分布電容耦合進(jìn)電路。解決這一問題的最好辦法是在初級和次級兩繞組間增加一個如圖11所示的靜電屏蔽層，其中C1和C2分別為初次級繞組與靜電屏蔽層之間的分布電容。

考慮到一個實際電感帶有的等效并聯(lián)寄生電容，其等效阻抗為：

如果式(1)的分母中增加一項ω2L2C2(并且滿足ω2L2C2=ω2L1C1)，那么有Z=jωL1，這樣就會變?yōu)槔硐氲碾姼??；谶@個想法，可以把一個電感器平分為兩部分，并且將其中點連接電容接地。其模型及等效電路分別如圖12和13所示。而將圖13分別進(jìn)行解耦和Y/△變換，其得到的等效電路分別如圖14和15所示。且其變換參數(shù)為：

若令Gg=4Ce，Z12=1/Y12=jωL，這時電感將成為一個理想電感，繞組間的寄生耦合電容將減為零，可達(dá)到我們所期望的目標(biāo)。附加電容Cg可以通過外加電容來實現(xiàn)，也可以利用繞組與地之間的寄生電容來實現(xiàn)。

對于平面L-C磁集成結(jié)構(gòu)，為得到期望的Gg，可在兩繞組間加入地層，其平面結(jié)構(gòu)如圖16所示。設(shè)計時可采用：PlanaE43/10/28-3F和PLT43/28/4-3F3，繞組采用兩層，每層3匝。繞組寬度為2mm，絕緣層厚度為0.07 mm。其等效電路如圖17所示，若忽略繞組損耗和磁芯損耗，其中的L1、Cp1、Rp1t和Rs1分別為電感器第一半的電感和寄生參數(shù);L2、Cp2、Rp2和Rs2分別為電感器另一半的參數(shù);L3和Rs3為地層電感和電阻。忽略地層電阻時，其簡化電路如圖18所示。且有：

如果能滿足Cg=4Ce，那么，線圈繞組間的寄生電容就可以減少至零。

4 仿真驗證

為了驗證插入導(dǎo)電層是否能改善濾波器的高頻性能，同時為了驗證Ce與Cg的關(guān)系，可尋找理想的嵌入導(dǎo)電層長Xo之后以X為變量，得出的仿真結(jié)果如圖19所示，然后再建立差模與共模仿真電路，并根據(jù)表1改變電容值Ce與Cg，所得出的差模插入損耗仿真結(jié)果如圖20所示，而其共模插入損耗仿真結(jié)果如圖21所示，圖22為其共模插入損耗的仿真電路。

根據(jù)仿真結(jié)果可以看出，隨著X不斷增大，諧振點頻率不斷增大，在X=24.89 mm時，差模插入損耗表示出理想的狀態(tài)。這時恰好Cg=4Ce。

5 結(jié)束語

仿真結(jié)果表明，嵌入導(dǎo)電層的濾波器可以去除EPC的影響，而且高頻性能良好。濾波器的插入損耗在30 MHz以上都能達(dá)到-60 dB，并且有進(jìn)一步減小的趨勢。