摘要：研究了單周期控制技術在Boost PFC變換器中的應用，回顧了傳統(tǒng)的平均電流控制技術，對基于UC3854和IRll50S的Boost PFC變換器的電路結構、工作原理、設計過程以及性能進行了詳細的比較，并制作了兩臺實驗樣機進行實驗驗證。結果表明，基于IRll50S的Boost PFC變換器在保持了良好性能的同時，還有電路結構簡潔，設計過程簡單，成本低等優(yōu)勢。
關鍵詞：單周期控制；功率因數(shù)校正；Boost變換器；平均電流控制

O 引言
    如今，功率因數(shù)校正器是工業(yè)中使用最廣泛的功率電子裝置之一，它使得輸入電流正弦化，減小了輸入電流諧波，從而能滿足國際電工標準IEC61000-3-2和美國標準IEEE519以及中國國家標準GB 17625.1的要求。Boost電路拓撲的PFC變換器由于其結構簡單，輸入紋波小，效率高和良好的性能等優(yōu)點而普遍被應用。
    250 W以上的中大功率應用場合，PFC變換器一般工作在CCM模式。過去二十年中，工業(yè)上高性能的CCM Boost PFC變換器一直采用乘法器控制法來實現(xiàn)，該方法包括三種電流連續(xù)控制方法：平均電流控制、峰值電流控制和滯環(huán)控制，其中，平均電流控制具有穩(wěn)定性高、無需斜率補償以及抗噪聲能力強等優(yōu)點而廣泛采用，其最經(jīng)典的控制芯片是UC3854。
    單周期控制技術(One-Cycle-Controll，OCC)是一種新型非線性大信號PWM控制技術，文獻將其引入Boost PFC電路，實現(xiàn)了良好的PFC性能。最近IR公司推出了采用單周期控制技術的集成芯片IRll50S，作為一種新型芯片，其性能如何，能否在激烈的市場競爭中占有一席之地，跟現(xiàn)有的技術相比有什么優(yōu)缺點?帶著這幾個問題，本文將對基于IRl150S和UC3854的Boost PFC電路作一個詳細的比較。

1 基于UC3854的Boost PFC原理
1.1 乘法器控制PFC原理
    乘法器控制引入一個輸入電流反饋控制環(huán)，采用模擬乘法器來實現(xiàn)將輸入電流校正成為與輸入電壓同相位的正弦波，如圖1所示。乘法器的輸入為整流后全波電壓u1和電壓誤差放大器的輸出Um，其輸出為

    乘法器的輸出iMO作為電流環(huán)的基準信號，由式(1)可見穩(wěn)態(tài)時該基準電流信號與輸入電壓u1的形狀相同，所以該信號控制電流可以使輸入電流跟蹤輸入電壓，從而實現(xiàn)輸入電流的正弦化。
1.2 UC3854介紹
    UC3854的內部結構圖如圖2所示，該芯片有16個引腳，內部主要由電壓誤差放大器、模擬乘法器、電流誤差放大器、PWM比較器以及RS觸發(fā)器組成，另外還包括三角波振蕩器、MOSFFT驅動器、7.5V參考電壓、欠壓比較器、過流比較器等。其主要性能為：適用于Boost型電路，單信號輸出；輸出驅動電壓14.5V，輸出驅動電流1A；開關頻率恒定，最高為200kHz；最大占空比為95％．適用于CCM 工作模式，平均電流控制。該芯片還有軟起動、輸入電源欠壓保護以及輸出過載保護等功能。基于UC3854的Boost PFC電路具有高穩(wěn)定性和低失真、低噪聲靈敏度的特點。

1.3 基于UC3854的Boost PFC工作原理
    輸出反饋電壓與參考電壓經(jīng)電壓誤差放大器A1后輸出電壓誤差信號Vm，正比于輸入全波整流電壓的電流信號IAC和Vm以及輸入前饋電壓VFF在乘法器中相乘，產(chǎn)生基準電流信號IMO。IMO在電阻上的壓降VMO具有與輸入整流電壓相同的波形，電感電流iL通過電流采樣電阻Rs產(chǎn)生電流取樣電壓Vs，它與VMO一起進入到電流誤差放大器A2，因此VMO與Vs上的電壓差也應等于零，迫使主電路電流跟蹤輸入整流電壓的波形呈正弦波形。電流誤差放大器的輸出電壓與一個三角波電壓在PWM比較器A3中比較后產(chǎn)生一個PWM脈沖信號，經(jīng)過RS觸發(fā)器后生成PWM信號，驅動開關管。

2 基于IRll50S的Boost PFC原理
2.l 單周期控制PFC原理
    單周期控制技術是上世紀九十年代初發(fā)展起來的一種非線性大信號PM控制技術，它利用了開關變換器脈沖非線性的特點而完成對開關電壓或電流平均值的瞬時控制，通過控制每個周期內的占空比，使得每個周期中開關變量的平均值嚴格等于或正比于控制參考量。
    PFC電路的目的是使輸入電流跟蹤輸入電壓，即變換器輸入等效電阻Rc為線性，似設PFC得到很好實現(xiàn)，則有 

   
式中：i為負載電流；
    u1為輸入電壓；
    Rc為變換器輸入等效電阻。
    將式(2)擴展為

   
式中：Rs為電感電流檢測電阻；

    Um為調制電壓，
    如果輸出電容足夠大，那么輸出電壓Uo在一個開關周期內可視為恒定值，從而Um在一個開關周期內也為定值，由式(3)可以看出，iL與u1成正比，從而實現(xiàn)輸入電流跟蹤輸入電壓的目的。采用單周期控制技術實現(xiàn)PFC的原理圖如3所示。

2.2 IRll50S介紹
    IR1150S是最新推出的基于單周期控制技術的集成芯片，采用sO-8封裝，芯片內部主要由電壓誤差放大器、復位積分器、電流放大器、PWM比較器以及RS觸發(fā)器組成，另外還有7 V參考電壓、過壓和欠壓比較器、電流限制比較器。其主要性能為：適用于CCM模式Boost型電路，單信號輸出；無需輸入電壓采樣；開關頻率恒定，最高為200kHz；最大占空比為98%；輸出驅動電壓13 V，驅動電流1.5A；采用單周期控制技術。該芯片具有輸出過壓、欠壓、空載保護功能；每周期電流峰值限制功能；軟啟動，微功率起動以及睡眠模式功能。

2.3 基于IRll50S的Boost PFC工作原理
    輸出反饋電壓與參考電壓進入電壓誤差放大器A1，輸出電壓誤差信號Vm，電流檢測電阻上的電壓經(jīng)過電流放大器A3放大2.5倍后與Vm進行運算得到信號V-(t),Vm經(jīng)過復位積分器A2積分產(chǎn)生一個斜坡信號V+(t)，之后V-(t)和V+(t)經(jīng)過PWM比較器輸出一個脈沖觸發(fā)信號，該信號經(jīng)過RS觸發(fā)器生成兩路互補信號，一路驅動開關管，一路控制復位開關s，高電平時將斜坡信號置零。
    由本節(jié)的論述可知，基于UC3854與IRll50S的Boost PFC電路的最大不同在于基準電流信號的產(chǎn)生和PWM比較器的輸入信號，前者工作于平均電流控制模式，后者工作于峰值電流控制模式。

3 設計過程對比
    Boost型PFC電路的設計包括主功率級電路和控制電路兩部分，在主功率級電路設計方面，基于UC3854和IRl150S的PFC變換器的設計是一樣的，都包括輸入高頻濾波電容、升壓電感、輸出電容、電流采樣電阻以及開關管和二極管的選擇5個步驟。因此，控制電路的設計是兩者設計過程比較的重點。
3.1 基于UC3854的Boost PFC設計
    由前面的論述可知，基于UC3854的PFC電路的核心是乘法器，因此乘法器的設計就是其設計的重點，其設計包括以下幾個方面：
    (1)前饋電壓分壓器及濾波器：
    (2)乘法器輸入電流(R2的選擇)；
    (3)乘法器輸出電阻R5的選擇；
    (4)偏置電阻R10的選擇；
    (5)振蕩定時器電阻R12的選擇。
    另外乘法器的輸入還來自于電壓環(huán)的輸出乘法器的輸出為電流環(huán)的參考信號，因此還有以下相關設計：
    (1)輸出分壓、電壓誤差放大器設計；
    (2)峰值電流限制設計；
    (3)振蕩器頻率設計；
    (4)電流誤差放大器設計；
    (5)軟起動設計。
    控制電路的沒計步驟包括以上10個步驟，由于設計過程中多個參數(shù)相瓦影響，因此在沒計過程中往往還需要反復地設計。設計的具體過程文獻[2]中都有詳細的說明，這里就不再贅述。
3.2 基于IRll50S的Boost PFC設計
    單周期控制的PFC電路的核心是復傳積分器，在IR1150S還沒有推出前，研究人員一直采用分立元件來實現(xiàn)，由于時間常數(shù)與時鐘刷期時間需要精確匹配，所以給沒計上帶來一定的難度。IRll50S把復位積分器集成在內部，不需要額外的輔助電路，給設計帶來了r很大的方便。復位積分器的輸入為電壓環(huán)的輸出信號，因此基于IRll50S的Boost PFC電路的設計重點是電壓誤差放大器補償電路的設計。
    IRI150S的電壓誤差放大器是一個跨導型放大器，使得輸出分壓電路與誤差放大器分離開來。因此，電壓環(huán)設計包括：
    (1)輸出分壓電路設汁；
    (2)電壓誤差放大器補償設計；
    輸出分壓傳遞函數(shù)為

   
    電壓誤差放大器的傳遞函數(shù)為

   
式中：gm為跨導。
    電壓環(huán)路補償?shù)哪康氖窍敵龇答侂妷荷系腎OOHz頻率的紋波，一般讓它衰減100倍，所以電壓開環(huán)增益為

   
結合以上三式就可以確定各參數(shù)。
    芯片內部還集成廠一個同定增益(=2.5)的電流放大器，因此省去了電流環(huán)設計。
    基于IRI150S的PFC設計過程還包括以下步驟：
    (1)輸出過壓分壓電路設計；
    (2)采樣電流濾波電路沒計；
    (3)軟起動設計。
    變換器的保護功能設計中，基于UC3854的Boost PFC電路需要通過外圍電路設計來實現(xiàn)欠壓以及過流保護，二基于IRI150S的Boost PFC電路的欠壓以及過流保護都是在芯片內部集成，通過輸出分壓電路設汁還可以實現(xiàn)可設定的過壓保護功能。
    可見，基于TR1150S的Boost PFC電路沒有模擬乘法器、輸入電壓采樣、電流環(huán)路補償以及固定的三角波振蕩器，設計步驟減少了一半，大大節(jié)約了設計的時間：由圖5和圖6可以看出，基于UC3854的PFC電路外圍電路比基于IRll50S的PFC電路復雜得多，前者需要15個電阻，9個電容，而后者只需要9個電阻，5個電容，元器件少也就意味著控制板面積能大大減小，節(jié)約了設計成本。

4 性能對比
    由前面的論述可知，基于IRll50S的BoostPFC變換器在電路結構和設計過程上有很大的優(yōu)勢，下面對兩者的性能進行分析。
4.1 仿真分析
    為進一步比較這兩種PFC電路的PWM信號產(chǎn)生機理以及實現(xiàn)PFC的可行性，本文采用Saber軟件對其電路結構分別進行了仿真。兩者采用相同的仿真參數(shù)，電路的主要仿真參數(shù)如下：
    輸入電壓 Ui=110V/50Hz；
    電感 L1=800μH；
    開關頻率 f=100kHz；
    輸出電容 Co=330μF；
    電流采樣電阻 R1=O.25 Ω。
    圖7是兩種PFC電路仿真結果的列比。其中圖7(a)、圖7(c)分別是兩者PWM調制器的輸入和輸出信號展開波形，圖7(b)、圖7(d)分別是兩者輸入電壓電流波形。仿真結果表明采用平均電流控制技術和單周期控制技術都可以很好地實現(xiàn)PFC功能。

4.2 實驗驗證
    本文應用UC3854和IRll50S分別制作了一臺實驗樣機，實驗電路的主要參數(shù)如下：輸入電壓為90～260V/50Hz，工作頻率為lOOkHz，輸出直流電壓385 V，額定輸出功率為300W，Boost電感800μH(采用E150型鐵氧體鐵芯，直徑O.8 mm漆包線兩股并繞60匝，氣隙大約1.5mm)，輸出濾波電容330 μF/450 V，功率開關管采用同批次的IXFH26N60Q，超快恢復二極管采用同批次的DSEl30-06A。
    圖8為額定功率下的實驗結果，其中圖8(a)與圖8(b)分別為輸入電壓為110V和220V時，基于UC3854的Boost PFC變換器輸入電壓、電流波形；圖8(c)與圖8(d)分別為輸入電壓為110V和220V時，基于IRll50S的Boost PFC變換器輸入電壓、電流波形。

    實驗結果表明，兩種PFC電路波形質量都很好，輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓。
    本實驗中采用PWl00型單相功率分析儀分別測出了額定功率下，PF值隨輸入電壓變化曲線，如圖9所示。

    數(shù)據(jù)表明，基于IR1150S和UC3854的BoostPFC變換器有著同樣優(yōu)良的PFC性能，輸入電壓為110V時，PF值都為0.999，輸入電壓為220V時，PF值都為O.996。

5 結語
    本文從控制工作原理、電路結構、設計過程以及電路性能方面，對基于UC3854和IRll50S的Boost PFC變換器分別作了對比，并通過仿真和實驗進行了驗證。
    兩種PFC變換器具有同樣良好的PFC性能，但采用的卻是完全不同的兩種控制方法?；贗Rl150S的Boost PFC變換器在保持了傳統(tǒng)的基于UC3854的Boost PFC變換器良好性能的同時，大大減少了設計的步驟，節(jié)省了電路的設計時間，減少了控制電路元器件的數(shù)量，減小了電路板面的面積，節(jié)約了成本?？偠灾?，在工業(yè)生產(chǎn)中，基于IR1150S的PFC變換器可以作為傳統(tǒng)PFC變換器的一個很好的替代產(chǎn)品。