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摘要

在要求降低輸出噪聲的應用中，由于輸出浪涌過大，開關(guān)轉(zhuǎn)換器可能會遇到延遲啟動的問題，或者可能根本無法啟動。輸出濾波器設(shè)計不當引起的輸出浪涌電流及其影響，可以通過增加軟啟動時間、提高開關(guān)頻率或減小輸出電容來降低。本文介紹一些實用設(shè)計考慮事項，以防止輸出浪涌過大引發(fā)啟動問題。

簡介

許多開關(guān)轉(zhuǎn)換器設(shè)計是由嚴苛的輸出噪聲要求驅(qū)動的。對低輸出噪聲的需求促使設(shè)計人員加大輸出濾波，例如在輸出端使用多個電容。隨著輸出軌上電容的增加，過大浪涌電流可能會給啟動過程造成問題，導致電感飽和或損壞功率開關(guān)。

不同于開關(guān)控制器，單片開關(guān)穩(wěn)壓器的功率開關(guān)在芯片內(nèi)部。這對于負載點開關(guān)轉(zhuǎn)換器應用而言是一種理想方法，因為它具有更小的 PCB 尺寸和更好的柵極驅(qū)動電路設(shè)計等優(yōu)點。這意味著，為了避免損壞開關(guān)和穩(wěn)壓器芯片本身，過流保護是必須的。雙通道、高性能 DC-DC 單芯片開關(guān)穩(wěn)壓器 ADP5070 就是一個例子，如圖 1 所示。

在輸出過載情況下或啟動時會有大電流流過內(nèi)部開關(guān)的情況下，為防止電路受損，開關(guān)穩(wěn)壓器制造商在單芯片開關(guān)穩(wěn)壓器上會采用不同的限流技術(shù)。盡管存在限流保護，開關(guān)穩(wěn)壓器仍可能無法正常工作，尤其是在啟動期間。例如，打嗝模式用作限流保護手段時，在初始上電期間，輸出電容仍處于完全放電狀態(tài)，開關(guān)穩(wěn)壓器可能進入打嗝模式，導致啟動時間延長或可能根本不啟動。除負載外，輸出電容可能會引起過大的浪涌電流，導致電感電流升高并達到打嗝模式限流閾值。

圖 1. 采用 ADP5070 穩(wěn)壓器的開關(guān)轉(zhuǎn)換器

過流保護方案

開關(guān)轉(zhuǎn)換器內(nèi)部集成功率開關(guān)，使限流保護成為基本功能。常用限流方案有三種：恒流限流、折返限流和打嗝模式限流。

恒流限流

對于恒流限流方案，當發(fā)生過載情況時，輸出電流保持恒定值 (ILIMIT)。因此，輸出電壓會下降。這種方案通過逐周期限流實現(xiàn)，利用流經(jīng)功率開關(guān)的峰值電感電流信息檢測過載狀況。

圖 2. 逐周期恒流限流

圖 2 顯示了在峰值限流方案中，一個降壓轉(zhuǎn)換器在正常和過載情況下的典型電感電流。在過載狀況期間，如 ILIMIT 所示，當檢測到的峰值電流大于預定閾值時，開關(guān)周期終止。

在恒流限流方案中，輸出電流保持在 ILIMIT，導致穩(wěn)壓器功耗很高。此功耗會導致結(jié)溫升高，可能超過熱限值。

折返限流

折返限流方案部分解決了恒流限流的問題，在故障或過載情況下有助于將晶體管保持在安全工作區(qū)域。圖 3 比較了恒流和折返限流兩種方案的 VOUT 與 IOUT 響應曲線。與恒流限流相反，輸出電流 (IOUT) 的減小降低了功耗，從而降低了開關(guān)轉(zhuǎn)換器的熱應力。

圖 3. 恒流和折返兩種方案的 VOUT 與 IOUT 曲線

該方案的缺點是不能完全自恢復。由于其折返特性，并且取決于負載性質(zhì)，一旦達到或超過限流閾值，工作點可能落入趨向短路工作點的折返區(qū)域。這將需要斷電重啟器件或重新使能器件，使其恢復正常工作狀態(tài)。

打嗝模式限流

在打嗝模式限流方案中，轉(zhuǎn)換器開關(guān)進入一系列突發(fā)短脈沖，然后是睡眠時間，“打嗝”名稱正是由此而來。一旦發(fā)生過載狀況，開關(guān)轉(zhuǎn)換器即進入打嗝模式，其中的睡眠時間是指開關(guān)斷開預定時間。睡眠時間結(jié)束時，開關(guān)轉(zhuǎn)換器將嘗試從軟啟動狀態(tài)重新啟動。如果限流故障已清除，器件將恢復正常工作，否則重新進入打嗝模式。

打嗝模式限流方案克服了上面討論的兩種過流保護的缺點。首先，它解決了散熱問題，因為睡眠時間降低了平均負載電流，使轉(zhuǎn)換器得以冷卻。其次，一旦過載條件消除，器件便能平穩(wěn)地自動恢復。

但是，如果啟動過程中打嗝模式檢測處于激活狀態(tài)，則可能會出現(xiàn)一些問題。除負載電流外，過大浪涌電流可能會導致電感電流超出限流閾值，從而觸發(fā)打嗝模式，阻止轉(zhuǎn)換器啟動。例如，ADP5071 的反相穩(wěn)壓器的負輸出配置為 -15 V 輸出電壓、100 mA 輸出電流和大約 63 μF 的總輸出電容，由 3.3 V 電源供電后不會啟動。如圖 4 所示，由于大輸出浪涌電流觸發(fā)限流閾值，負軌處于打嗝模式。電感電流峰值達到 1.5 A 左右，超過了約 1.32 A 的典型限流閾值。

圖 4. 打嗝模式下的 ADP5071 反相穩(wěn)壓器

另外，如果由于輸出電容較大而引起浪涌過大，轉(zhuǎn)換器的啟動時間可能會意外變長，如圖 5 所示。

圖 5.ADP5070 反相穩(wěn)壓器延遲啟動

開關(guān)變換器中的電感電流

電感平均電流

在非隔離式開關(guān)轉(zhuǎn)換器中，電感的位置決定轉(zhuǎn)換器的拓撲結(jié)構(gòu)。輸入和輸出之間有一個共用參考地，電感位置只有三個可能的不同軌：輸入、輸出和接地軌。

圖 6 顯示了這三種基本開關(guān)拓撲結(jié)構(gòu)。當電感位于輸出軌時，拓撲結(jié)構(gòu)為降壓型。當電感位于輸入軌時，拓撲結(jié)構(gòu)為升壓型。當電感位于接地軌時，拓撲結(jié)構(gòu)為反相升降壓型。

圖 6. 基本開關(guān)拓撲結(jié)構(gòu)

在穩(wěn)態(tài)條件下，由于電容上的平均電流為零，所以輸出軌上的平均電流 (IOUTRAIL) 必定等于輸出電流。對于降壓拓撲，IL-AVE = IOUT。但對于升壓和反相升降壓型拓撲，ID-AVE = IOUT。

對于升壓和反相升降壓型拓撲，電流僅在開關(guān)關(guān)斷期間流過二極管。因此在開關(guān)斷開期間，ID-AVE = IL-AVE。要計算相對于輸出電流的平均電感電流，請參考圖 7。關(guān)斷時間內(nèi)綠色矩形區(qū)域是平均二極管電流 ID-AVE，其高度等于 IL-AVE，寬度等于 TOFF。此電流全部到達輸出端，因此可以轉(zhuǎn)換成平均寬度為 T、高度為 IOUT 的矩形區(qū)域。

圖 7. 升壓型或反相升降壓型的二極管電流

表 1 是對平均電感電流 IL-AVE 和開關(guān)占空比 D 的總結(jié)�；�于這些公式，當輸入電壓處于最小值以提供最大占空比時，并且當輸出電流處于最大值時，電感電流將處于最大值。

電感電流峰值

圖 8 顯示了升降壓逆變器在穩(wěn)態(tài)條件和連續(xù)導通工作模式下的電感電壓和電流波形。對于任何開關(guān)拓撲結(jié)構(gòu)，電感電流紋波量 (ΔIL) 都可以根據(jù)理想電感公式 2 得出。

圖 8. 電感電流的“擺幅”

在電感電流為三角形且呈現(xiàn)恒定變化率(因此有恒定感應電壓)的開關(guān)轉(zhuǎn)換器應用中，(ΔIL/Δt) 可以用在電感公式中，重新整理的公式3中就這一項。電感電流紋波由施加到電感的伏秒和電感值決定。

開關(guān)導通時間很容易與占空比和開關(guān)頻率相聯(lián)系，如公式4所示。因此，在后面的公式中在開關(guān)導通期間使用伏秒乘積要比開關(guān)關(guān)斷期間更方便。

表 2 總結(jié)了三種不同拓撲結(jié)構(gòu)中的電感電流紋波。公式3中的伏秒乘積項 tON 被公式4代替，VL-ON 項被電感上的感應電壓(取決于拓撲結(jié)構(gòu))代替。

回顧圖 8 中的穩(wěn)態(tài)電感電流，可觀察到，電感電流平均值恰好位于斜坡的幾何中心，或波形擺幅的 ΔIL/2 點處。因此，電感電流峰值等于電感電流均值與電感電流紋波的一半之和，如公式 5 所示。

電容浪涌電流

公式 6 定義了電容的充電電流或位移電流。它指出，流經(jīng)一個電容的電流對應于該電容上的電壓變化率。

選擇開關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出電容值時，應考慮電容充電電流。啟動時，假定電容電壓等于零或沒有電荷，輸出電容開始充電，汲取的電流取決于總電容和電容電壓變化率，直至電容電壓達到穩(wěn)定狀態(tài)。

開關(guān)轉(zhuǎn)換器中輸出電壓的上升是一個斜率恒定的受控斜坡，因此變化率方程可以簡化，如公式 7 所示。輸出電壓 (ΔV) 的變化對應于穩(wěn)態(tài)輸出電壓，Δt 對應于啟動期間輸出達到最終值所需的時間，或通常稱為軟啟動時間。

如果輸出電容 (COUT) 過大或軟啟動時間較短，則穩(wěn)壓器需要的電流 ICAP 可能太高，導致轉(zhuǎn)換器操作出現(xiàn)問題。這種大電流脈沖量稱為浪涌電流。圖 9 顯示了輸出為 15 V、輸出電容為 10 μF、軟啟動時間為 4 ms 的反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器啟動期間的電容浪涌電流和輸出電壓。

圖 9 .輸出電容浪涌電流

啟動時的電感電流峰值

圖 10 顯示了一個典型升壓轉(zhuǎn)換器電路。當晶體管開關(guān)閉合時，電流流過電感，但沒有電流流過輸出軌。在 COUT 放電階段，放電電流 (ICAP) 流向輸出端，但沒有電流流經(jīng)反向偏置二極管。當晶體管開關(guān)斷開時，電流 ID 流過二極管。

圖 10. 升壓 DC-DC 轉(zhuǎn)換器電路

根據(jù)基爾霍夫電流定律，通過輸出軌的電流 (ID) 必須等于流過輸出電容 (ICAP) 和輸出負載 (IOUT) 的電流之和。這可以通過公式 8 表示。

IOUTRAIL = ID = ICAP + IOUT (8)

此公式適用于每個充電階段或電容兩端的電壓上升時。因此，它也適用于開關(guān)轉(zhuǎn)換器的啟動過程，當輸出電容的初始狀態(tài)為放電時，或當輸出電壓尚未處于穩(wěn)態(tài)值時。

啟動期間的電感電流峰值可使用公式 5 進行定義，其中包括輸出電容引起的浪涌電流影響。公式 8 將被應用于表 1 中的 IL-AVE 公式，用 IOUT + ICAP 代替 IOUT。表 3 總結(jié)了啟動過程中的電感電流峰值公式。

對于三種拓撲結(jié)構(gòu)中的任何一種，電感電流峰值都與 IOUT 成正比。就輸出電流而言，輸出電容必須按照滿載條件進行設(shè)計。

大多數(shù)應用要求在一定輸入電壓范圍內(nèi)工作。因此，針對輸入電壓，就電感電流的直流和交流分量電壓的大小而言，降壓拓撲結(jié)構(gòu)與其他兩種拓撲結(jié)構(gòu)之間存在差異。通過圖11可以更好地明白這一點。對于降壓拓撲，隨著輸入電壓升高，交流分量電壓升高。平均電流等于輸出電流，所以直流分量電壓保持不變。因此在最大輸入電壓下，電感電流峰值最大。

圖 11. 電感電流與輸入電壓的關(guān)系

對于升壓型和升降壓型，隨著輸入電壓升高，交流分量電壓升高，但由于占空比對平均電流的影響，直流分量電壓下降，如表 1 所示。直流分量電壓占主導地位，因此電感峰值電流在最小輸入電壓時處于額定最大值。就輸入電壓而言，對于降壓拓撲，輸出電容的設(shè)計必須在最大輸入電壓下完成，升降壓型，則應使用最小輸入電壓進行設(shè)計。

降低浪涌影響

輸出電容濾波器

如前面部分所述，輸出端電容過大會引起高浪涌電流，導致電感電流峰值在啟動期間達到限流閾值。因此，在保持良好的轉(zhuǎn)換器啟動性能的同時，必須使用合適的電容來實現(xiàn)最小輸出電壓紋波。

對于降壓轉(zhuǎn)換器，COUT 和峰峰值電壓紋波之間的關(guān)系由公式 9 定義。

  (9)

其中：

對于升壓和反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器，COUT 和峰峰值紋波之間的關(guān)系由公式 10 定義。

請注意，這些公式忽略了寄生元件對電容和電感的影響。根據(jù)轉(zhuǎn)換器的額定規(guī)格，這可以幫助設(shè)計者限制輸出端增加的電容。關(guān)鍵考慮是讓濾波水平和輸出浪涌電流實現(xiàn)良好平衡。

二級 LC 濾波器

在某些情況下，輸出電壓上會出現(xiàn)開關(guān)瞬變，如圖 12 所示。如果幅度顯著，這對輸出負載將是一個問題。開關(guān)尖峰主要由輸出軌上的電流(對于升壓型和升降壓型是二極管電流)的開關(guān)轉(zhuǎn)換引起。PCB 銅線上的雜散電感可能會將其放大。由于尖峰頻率比轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率高得多，所以僅通過輸出濾波電容無法減小峰峰值紋波，需要進行額外的濾波。

圖 12. 輸出電壓紋波和開關(guān)瞬變

圖 12 中的藍色線表示升壓轉(zhuǎn)換器中電感的周期性開關(guān)動作，黃線表示輸出電壓紋波。當電感電流開關(guān)轉(zhuǎn)換時，紋波電壓內(nèi)可觀察到高頻瞬變。

analog.com 上有一篇很好的文章介紹了如何通過二級 LC 濾波來降低高頻瞬態(tài)，其標題為“為開關(guān)電源設(shè)計二級輸出濾波器”，作者是 Kevin Tompsett。

紋波測量

獲取輸出電壓紋波時，正確的測量方法也很重要。不正確的測量設(shè)置可能導致高壓紋波讀數(shù)不準確，從而可能造成輸出電容過度設(shè)計。很容易犯把過多電容放在輸出端的錯誤，以期降低電壓紋波，而沒有意識到這樣做的壞處。

Aldrick Limjoco 撰寫的題為“測量開關(guān)穩(wěn)壓器中的輸出紋波和開關(guān)瞬變”的應用筆記對此應該有所幫助。

軟啟動特性

對于升壓型和反相降壓-升壓型，電感電流直流分量電壓的增加產(chǎn)生的影響更大。在較低輸入電壓時，占空比的增加導致電感電流均值大幅增加，如表 3 公式中的 (1-D) 因子所示，圖 11 也顯示了這一現(xiàn)象。這意味著必須顯著降低輸出電容的浪涌電流。通過增加公式7中的軟啟動時間 (tSS) 可實現(xiàn)這一點。

圖 13. 電感電流與軟啟動時間的關(guān)系

大多數(shù)開關(guān)穩(wěn)壓器 (tSS )具有軟啟動特性，這是為了讓設(shè)計人員能夠調(diào)整啟動期間的輸出電壓上升時間。改變單個電阻的值常常是調(diào)整軟啟動時間的便利方法。圖 13 顯示了升降壓型變器的啟動波形。軟啟動時間從 4 ms 變到 16 ms 時，可以看到電感電流峰值顯著下降 25%。

提高開關(guān)頻率

圖 14 顯示了改變開關(guān)頻率 (fSW) 對電感電流的影響。假定占空比 D 和輸出電流保持不變，則電感電流的交流分量電壓或 ΔIL/2 受 fSW 變化的影響，而直流分量電壓不受影響。因此，當開關(guān)頻率較高時，與之成反比的電感電流峰值會較低。

圖 14. 影響電感電流峰值的因素

ADP5070：示例

輸出電容可以有多大?

ADP5070 是一款單芯片、雙通道、升壓和反相升降壓型穩(wěn)壓器，通過打嗝模式限流方案提供過流保護。有些客戶忘記考慮在輸出端放置太多電容的弊端，特別是在高占空比工作條件下或在最小輸入電壓下。這通常會導致反相輸出端發(fā)生啟動問題，因為反相降壓-升壓調(diào)節(jié)器設(shè)計的限流閾值低于升壓調(diào)節(jié)器。

圖 15 可用來幫助應用工程師確定 ADP5070 輸出端允許多大的電容，以避免啟動問題。它使用電感峰值電流與輸出電流的直接關(guān)系(包括表 3 公式中的浪涌)，顯示了不同輸入和輸出電壓組合下的最大 COUT 與最大 IOUT 的關(guān)系曲線。利用公式 9 或公式 10 考慮最佳 VOUT 紋波性能，將有助于設(shè)計輸出電容限值。

兩張圖均基于調(diào)節(jié)器的最短 tSS 和限流閾值計算。所選外部元件的電流處理能力比調(diào)節(jié)器高得多。換言之，如果 tSS 增加，這些圖中的數(shù)值肯定會變大。

圖 15. 最大 COUT 與最大負載電流的關(guān)系

對于需要更高輸出負載電流的應用，應考慮 ADP5071。對于升壓和反相降壓-升壓調(diào)節(jié)器，ADP5071 設(shè)計的限流閾值均高于 ADP5070。

計算結(jié)果與測量數(shù)據(jù)

圖 16 顯示了反相調(diào)節(jié)器的電感感應電壓和電流的啟動波形，而圖 17 顯示了利用表 3 中公式計算出的電感電流數(shù)據(jù)和實測基準數(shù)據(jù)。

圖 16. 啟動時的電感電流和感應電壓

圖 17. 電感電流：計算值與測量值

數(shù)據(jù)表明，如果 tSS 增加，浪涌電流會大大降低，從而降低電感峰值電流。當 tSS 為 4 ms 時，反相調(diào)節(jié)器已經(jīng)達到 0.6 A 的限流閾值，并有發(fā)生啟動問題的趨勢。補救辦法是將 tSS 增加到 16 ms，以提供足夠的電感峰值電流裕量。

結(jié)論

本文已闡明，仔細設(shè)計輸出濾波電容對于開關(guān)轉(zhuǎn)換器設(shè)計十分重要。深入了解影響啟動期間電感峰值電流的因素有助于避免啟動問題。升壓和反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器更容易出現(xiàn)這些問題，特別是那些使用打嗝模式限流方案的轉(zhuǎn)換器。

電感峰值電流和輸出浪涌電流之間的直接關(guān)系已給出。當設(shè)計輸出電容時，對照限流閾值考慮電感峰值電流將很有幫助。對于相同的輸出條件，通過增加軟啟動時間或轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率可以降低輸出浪涌電流。

使用 ADI 公司的 ADP5070/ADP5071/ADP5073/ADP5074/ADP5075 系列單芯片開關(guān)穩(wěn)壓器設(shè)計 DC-DC 開關(guān)轉(zhuǎn)換器時，本文可作為參考資料。