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引言
    零中頻 (Zero-IF) 接收器并不是什么新事物；其被人們所大量使用已經(jīng)有些時日了，蜂窩手機便是它的重要應用領(lǐng)域。然而，其在諸如無線基站的高性能接收器中的使用卻少有成功的案例。這主要是因為它們的動態(tài)范圍有限，而且也不太為人們所了解。一款新型寬帶寬零中頻 I/Q 解調(diào)器有助于緩解主用接收器及 DPD (數(shù)字預失真) 接收器在動態(tài)范圍和帶寬方面的不足，并使 4G 基站能夠以具成本效益的方式滿足移動接入不斷增長的帶寬需求。本文討論的主題是：如何盡量抑制造成零中頻接收器動態(tài)范圍縮小的 IM2 非線性及 DC 偏移來實現(xiàn)性能的優(yōu)化，從而為棘手的設計提供一種可行的替代方案。

推進帶寬的不斷擴大
    直到最近，大多數(shù)基站只需要處理一個 20MHz 寬的通道帶寬 (通常被分配給不同的無線載波)。與此 20MHz 通道相關(guān)聯(lián)的是一個配套的 100MHz 帶寬 DPD 接收器，用于測量高達 5 階的互調(diào)失真寄生信號，以提供有效的失真抵消作用。這些要求通�？衫�用高 IF (外差) 接收器有效地予以滿足。然而，隨著業(yè)界日益迫切地希望基站支持整個 60MHz 頻段的運作，此類設計的難度如今大為增加。對于整個無線制造、安裝和部署商業(yè)模型而言，完成這項偉大的工程在節(jié)省成本方面具有重大的意義。

為了適應三倍的帶寬，DPD 接收器的帶寬也必須從 100MHz 增加至 300MHz。在 75MHz 頻段中，DPD 帶寬增至驚人的 375MHz。設計能夠支持這種帶寬的接收器可不是一項微不足道的工作。噪聲會由于帶寬的擴展而增加，增益平坦度變得更加難以實現(xiàn)，而且所需的 A/D 轉(zhuǎn)換器采樣速率大幅度增加。此外，帶寬如此之高的組件其成本也高得多。

傳統(tǒng)高 IF 接收器所具備的中等帶寬不再足以支持具有 ±0.5dB 典型增益平坦度的 300MHz 或更高頻率的 DPD 信號。300MHz 的基帶帶寬將需要選擇一個最小 150MHz 的 IF 頻率。要想找到一款采樣速率可超過 600Msps、同時具合理價格的 A/D 轉(zhuǎn)換器 (即使是 12 位分辨率) 絕非輕而易舉。用戶可能被迫采取折衷方案而去使用一款 10 位轉(zhuǎn)換器。

新型 I/Q 解調(diào)器放寬了帶寬限制條件
    凌力爾特的 LTC5585 I/Q 解調(diào)器專為支持直接轉(zhuǎn)換而設計，因而允許接收器將上述 300MHz 寬 RF 信號直接解調(diào)至基帶 (見邊注：零中頻接收器的工作原理)。I 和 Q 輸出被解調(diào)為一個 150MHz 帶寬信號，僅為高 IF 接收器帶寬的一半。為了獲得一個 ±0.5dB 的通帶增益平坦度，器件的 -3dB 轉(zhuǎn)角頻率必須擴展至遠遠高于 500MHz。

LTC5585 利用一個可調(diào)諧的基帶輸出級支持這一寬帶寬。差分 I 和 Q 輸出端口具有一個至 VCC 并與約 6pF 的濾波器電容相并聯(lián)的 100Ω 上拉電阻器 (見圖 1)。這個簡單的 RC 網(wǎng)絡允許形成一個片外低通或帶通濾波器網(wǎng)絡 (以消除高電平帶外阻斷器)，并實現(xiàn)位于解調(diào)器之后的基帶放大器鏈路之增益滾降的均衡。在外部 100Ω 上拉電阻器之外再采用一個 100Ω 差分輸出負載電阻，-3dB 帶寬可達到 840MHz。

 
圖 1：用于帶寬擴展的基帶輸出等效電路 (采用 L = 18nH 和 C = 4.7pF)

基帶帶寬擴展
    可以采用單個 L-C 濾波器節(jié)以擴展基帶輸出的帶寬。圖 1 示出了具基帶帶寬擴展功能的芯片基帶等效電路。當具有 200Ω 負載時，采用一個 18nH 的串聯(lián)電感和一個 4.7pF 的并聯(lián)電容可將 -0.5dB 帶寬從 250MHz 擴展至 630MHz。圖 2 示出了不同負載條件下可能產(chǎn)生的輸出響應種類。其中一種響應是在采用 200Ω 和 10kΩ 差分負載電阻條件下獲得的。對于 10kΩ 負載，采用一個 47nH 串聯(lián)電感和一個 4.7pF 并聯(lián)電容可把 -0.5dB 帶寬從 150MHz 擴展至 360MHz。

圖 2：轉(zhuǎn)換增益與基帶頻率的關(guān)系曲線 (采用差分負載電阻和 L-C 帶寬擴展)

二階互調(diào)失真寄生信號問題
    在直接轉(zhuǎn)換接收器中，二階互調(diào)失真分量 (IM2) 直接落入帶內(nèi) (在基帶頻率)。例如：取兩個間隔開 1MHz (分別位于 2140MHz 和 2141MHz) 的相等功率 RF 信號 (f1 和 f2)，以及間隔開 10MHz (位于 2130MHz) 的 LO 信號。最終的 IM2 寄生信號將位于 f2 – f1 (即 1MHz)。通過采用外部控制電壓，LTC5585 擁有了在 I 和 Q 通道上進行獨立調(diào)節(jié)以實現(xiàn)最小 IM2 寄生信號的獨特能力。圖 3 示出了一種用于 IIP2 測量和校準的典型配置。差分基帶輸出采用一個平衡-不平衡變壓器進行組合，而 1MHz IM2 差動頻率分量采用一個低通濾波器來選擇，以防止位于 10MHz 和 11MHz 的強大主音調(diào)壓縮頻譜分析儀前端。如果未采用該低通濾波器，則必須在頻譜分析儀上提供 20~30dB 的衰減及長久的平均測量時間以實現(xiàn)上佳的測量。如圖 4 中的輸出頻譜所示，可以預知 IM2 分量將落入帶內(nèi) (在 1MHz)。另外，該曲線圖還示出了調(diào)節(jié)前后的 IM2 分量 —— 通過調(diào)節(jié) IP2I 和 IP2Q 引腳上的控制電壓，可使寄生信號電平下降大約 20dB。該調(diào)節(jié)使 IM2 寄生信號電平下降到低至 -81.37dBc。

 
圖 3：用于 IIP2 校準的測試配置 (采用 1MHz 低通濾波器以選擇 IM2 分量)

圖 4：未采用低通濾波器時的輸出頻譜

由于擁有這種 IIP2 優(yōu)化能力，因此可以考慮兩種可行的 IP2 校準策略。一種可以是在工廠里完成并在“設定后便不需再過問” 的校準步驟。在這種場合，每個調(diào)節(jié)引腳采用一個簡單的微調(diào)電位器就足夠了，如圖 3 所示。另一種策略是利用軟件來執(zhí)行自動閉環(huán)校準算法，這使得能夠周期性地對設備進行校準。對于已經(jīng)在監(jiān)視其發(fā)送器輸出的 DPD 接收器而言，這是小事一樁，因為發(fā)送器能輕松地產(chǎn)生兩個測試音。對于主用接收器，這種校準可能需要額外的硬件以將兩個測試音回送至接收器通道。在任何情況下所有這些都可以在一個離線校準周期中完成。這樣的一種方法將需要把那些有可能影響基站性能的實際工作環(huán)境因素考慮在內(nèi)。

DC 偏移電壓清零有助于優(yōu)化 A/D 轉(zhuǎn)換器動態(tài)范圍
    該芯片還集成了一種相似的調(diào)節(jié)能力，以清零 I 和 Q 通道的 DC 輸出電壓。當整個信號鏈路采用 DC 耦合時，因內(nèi)部失配以及 LO 和 RF 輸入泄漏的自混頻所產(chǎn)生的 DC 偏移分量會縮減 ADC 的動態(tài)范圍。舉個例子，當一個 10mV 的中等輸出 DC 偏移電壓通過一個 20dB 增益級時，將在 A/D 轉(zhuǎn)換器的輸入端產(chǎn)生 100mV 的 DC 偏移。對于 12 位 ADC 的 2Vp-p 輸入范圍而言，該 DC 偏移量意味著空間減少了 205 LSB，即實際上導致 ADC 的動態(tài)范圍縮小了 0.9dB。

為了最大限度地減少 LO 與 RF 輸入之間的泄漏，應謹慎地隔離這兩個信號。在 PCB 布局中，需把這兩個信號的印制線彼此分離以阻止交叉耦合。即使有可量度的泄漏至 RF 端口，LO 信號也將發(fā)生自混頻，從而在輸出中形成一個 DC 偏移項。幸運的是，LO 電平常常是恒定的，因此 DC 偏移也是恒定的，而且能輕松地通過調(diào)節(jié)予以消除。更成問題的是 RF 輸入，它會在一個很寬的信號電平范圍內(nèi)變化。至 LO 輸入端的任何的信號泄漏都將發(fā)生自混頻，并在信號變化時產(chǎn)生一個動態(tài) DC 偏移電壓。這將使解調(diào)信號產(chǎn)生失真。因此，保持很少的泄漏將有助于最大限度地抑制 DC 偏移。

直接轉(zhuǎn)換接收器的潛在成本優(yōu)勢
    零中頻接收器因其潛在的成本節(jié)省優(yōu)勢而特別引人注目。如上文所述，RF 信號被解調(diào)至一個低頻基帶。在較低的頻率下，濾波器的設計變得較為容易。此外，零中頻解調(diào)在基帶上還不會產(chǎn)生鏡頻，因而免除了增設一個相對昂貴的 SAW 濾波器之需�；蛟S其中最吸引人的一點是 ADC 采樣速率可以顯著減低。在我們上面所舉的例子中，利用一個雙通道 310Msps ADC (例如：凌力爾特的 LTC2258-14) 即可有效地滿足 150MHz 的 I 和 Q 基帶帶寬，而不必去使用一個貴得多的較高采樣速率 ADC。

結(jié)論
    面對無線接收器帶寬的增加與性能的提高，一款新型寬帶正交解調(diào)器提供了一種替代方案，可幫助克服其架構(gòu)缺點并提升接收器的性能水平，同時在成本方面也受到用戶所收接。

<邊注>

I/Q 解調(diào)的工作原理
    IQ 解調(diào)
    IQ 解調(diào)器的工作原理可通過將其 RF 輸入信號 s_RF(t) 表示為兩個雙邊帶調(diào)制正交載波的組合來說明：

.                (1)

如圖 A 所示，同相分量 I(t) 和正交分量 Q(t) 為基帶信號，可被視作一個產(chǎn)生 s_RF(t) 的理想 IQ 調(diào)制器的輸入。

圖 A：IQ 調(diào)制和 IQ 解調(diào)的原理。

IQ 解調(diào)器通過充分利用 s_I(t) 和 s_Q(t) 之間的正交相位關(guān)系實現(xiàn)了 I(t) 和 Q(t)的理想重構(gòu)。按照希爾伯特 (Hilbert) 變換，-90o相移的頻域表示對應于乘法：

 ..                                           (2)

它可將一個具有以ω=0 為中心的偶對稱的頻譜轉(zhuǎn)換為一個具有奇對稱的頻譜，反之亦然。因此，s_I(t) 和 s_Q(t) 的頻譜呈現(xiàn)出不同的對稱性；s_I(t) 具有偶對稱，而 s_Q(t) 則具有奇對稱。具有偶數(shù) LO (余弦) 的偶數(shù) RF 輸入分量 s_I(t) 的下變頻恢復 I(t)，而具有奇數(shù) LO (正弦) 的 s_Q(t) 的下變頻則恢復 Q(t)。偶數(shù)與奇數(shù)的交叉組合其結(jié)果為零。

LO 輸出之間的正交關(guān)系上的一個誤差φ 會在 I 通道與 Q 通道之間引起串擾。采用 I 相通道作為基準時，一個偶數(shù)分量被引入 Q 通道 LO：

               (3)

從而給 Q 通道輸出 Q_out(t) 增添了一個 I(t)：
                                   (4)
 
    鏡頻對消接收器
    另一種 IQ 解調(diào)器應用是具有非零中頻頻率的鏡頻抑制 / 對消接收器，如圖 B 所示。

圖 B：Hartley 鏡頻抑制接收器的工作原理。

I 通道保持了 RF 輸入信號中的對稱性，而 Q 通道則負責將偶數(shù)分量轉(zhuǎn)換為奇數(shù)分量 (反之亦然)。附加的 90o相移可恢復 Q 通道中的原始對稱性，但信號 s₁(t) 和 s₂(t) 所帶的符號相反；s₂(t) 的中心頻率較高，因此其相位超前于 LO，而 s₁(t) 的相位則滯后。與 I 通道相加將重構(gòu)下變頻信號 s₂(t)；相減則重構(gòu) s₁(t)。

當存在一個正交相位誤差φ 或在 I 通道和 Q 通道之間存在增益失配α 時，鏡頻抑制 (IR) 性能下降。相位誤差會在通道之間引起串擾，增益失配則將由于加法器而導致不良對消：

                              (5)

圖 C 示出了針對不同增益與相位誤差組合的結(jié)果。小的增益誤差所造成的影響要比小的相位誤差更大。

圖 C：鏡頻抑制與相位誤差的關(guān)系曲線 (針對不同的增益誤差)。